电流控制模式的原理及优点
   
图1所示为反激式开关电源的电压、电流双闭环控制的原理。时钟以固定频率发送脉冲，脉冲到来时，锁存器置“1”，开关管导通，变压器原边电流上升。上升到由误差信号Ue决定的阈值时，PWM比较器输出高电平，锁存器复位，功率开关管关断，直到下个脉冲的到来。当输入电压升高时，系统有很快的动态响应，对电压扰动实现前馈抑制。同时，电压误差放大器有很高的增益，不影响系统的稳定性，且改善了负载调整率。逐个脉冲电流检测限制可以简化过流保护电路，峰值限制最大输出电流，保证电源工作可靠，变压器和功率器件不必有较大的裕量 。

图1：双闭环电流模式控制原理

电路原理与设计

UC3842简单介绍
   
UC3842是一种单端输出的峰值电流PWM控制芯片，管脚示意如图2所示。其内部有误差放大器、PWM调制、锁存、振荡时钟等基本模块，还有欠压锁定、过压保护、基准电源、低起动电流、电流图腾输出等功能。电压滞环的起动电压是16V，关闭电压是10V，6V的起动与关闭电压差可有效防止电路在阀值电压附近工作而引起的振荡。芯片起动电流1mA，所以，芯片可以对高压用电阻降压起动，待起动完成后由馈电绕组供电。补偿端接RC网络来改变误差放大器的闭环增益和频率响应。电流反馈端Ucs>1V时输出脉冲关断，起到逐个脉冲限流保护。时钟由外接阻容RT和CT决定。

图2：UC3842的管脚排列

电路的模块分析
   
图3是以UC3842作为控制器的单端反激式开关电源的电路图,输出分别为＋5V/4A及±12V/1A。电路对＋5V输出用4N35光耦进行电压采样来精确稳压，±12V输出加三端稳压器稳压。图3中L1抑制共模干扰，RT是热敏电阻，限制上电的冲击电流，ZMR是压敏电阻，防止雷击，C4滤除工频信号；R2，C18，D5用于吸收开关管关断时，变压器漏感产生的过电压；R6及C8用于滤除MOSFET开通时的电流尖峰，避免对检测电流信号的干扰；R9及C11构成补偿网络；R1是检测电阻，用以把变压器原边的电流转化成电压，R7是起动电阻，起动完成后由馈电绕组经过D6及C7供电；R8及C5决定振荡器频率fosc= (kHz)，本设计中为50kHz；L2，C15，C16组成π型滤波，滤除低频，而C10滤除高频；R11是假性负载，因为，开关电源要求在空载下能工作，而反激式变换器必须保证磁路复位，否则会造成变压器磁芯饱和，烧坏主功率管。R15及C20吸收副边整流管的尖峰。TL431是精密可调基准电源，调节RES3可以改变输出电压。

图3：电流型反激式三路输出开关稳压电源

稳压过程的分析
   
电流控制型脉宽调制实际上是利用误差信号去控制变压器初级线圈中的电流。电路主要由调整脉宽来稳定＋5V/4A输出，而±12V/1A由于和＋5V线圈紧密耦合，所以，利用三端稳压器来稳压。
   
图4所示，TL431是精密可调基准电源，稳压值为2.5～36V连续可调，工作时电路自行调节阴极K端电压，以使R端电压Uref保持在2.5V。而输出电压Uo=Uref〔1＋R13/（R14＋RES3）〕≈UKA，由于Uref稳定在2.5V，若改变R13/（R14＋RES3〕就可以改变输出。本设计中Uo=2.5×〔1＋3.3kΩ/(1.5kΩ＋RES3))，如取RES3=1.8kΩ，则输出为5V。

图4：精密可调基准电源

调节过程如下：
   
当负载变化时，例如load↑→Uo↑→Uref↓→UKA↓→(Uo－UKA)↓→光耦原边i↓→光耦副边三极管Uce↑→PWM比较器反向输入端Ue↑→D↑→Uo↑；可见负载增大，电源自动调节占空比，使输出稳定，反之亦然。
   
当输入电压升高时，即Ui↑→(Ui/L)↑→Uo↑→PWM比较器正向输入端Ucs↑→D↓→Uo↓；可见输入电压波动是前馈调节，速度快，当然输入电压的变化也会影响输出，产生误差进而调节，这样线形调整率更佳。
    当调整RES3改变输出时，例如RES3↑→（R14＋RES3）↑→Uo↓→(Uo－UKA)↑→光耦原边i↓→D↓→Uo↓；可见其与负载变化调整情况相反，调大RES3是降低输出电压，占空比随之减小，从而稳定输出。

高频变压器的设计
   
高频变压器是开关电源的关键，其决定着电源的性能，本电源的参数：＋5V/4A，±12V/1A，Po=45W，η=80％，DN=25％。
   
设计选用EI型的铁氧体铁芯R2KB，常温时最大磁感应强度Bm=0.5mT，磁芯的有效截面积：Sc=125mm2。N1～4分别为输入、＋5V输出、馈电、±12V输出绕组匝数，Ui=300V为输入直流电压，UD为二极管导通压降取0.7V，DN=25％为额定占空比。
   
1）变压器匝比

n=（1）
将DN，Ui，Uo=5V代入式（1）得n=0.057。
   
2）原边绕组电感

L=（2）
将DN，Ui，T=1/fosc=1/50×103=20μs，Po，η代入式（2）得L=1mH。
   
3）原、副边绕组匝数
   
N1=（3）
将ΔB=0.15T(为了防止磁芯饱和，取ΔB<Bm)，Sc=125mm2代入式（3）得N1=80匝，则
N2=N1n=4.6，取5匝，
又馈电绕组和副边绕组同时导通，且稳定电压为13V，则
N3=(13＋UD)=12匝，
N4==12，考虑到三端稳压器的损耗故取15匝。
   
4）磁场气隙
   
δ=（4）
将数据代入式（4）得出δ=1mm。适当的气隙可防止变压器饱和，但过大又增加了变压器漏感，所以应该折中选择，本设计的EI磁芯，单边可取δ/2，实际中我们取0.5mm。
   
5）绕制技巧
   
原边绕组分二层绕，先绕原边40圈，再把馈电绕组、输出绕组绕在一层，最外面还是原边绕组，层与层之间要加绝缘胶带，这样的绕制方式可有效降低变压器漏感。

实验结果
   
图5所示为高频变压器原、副边波形，由图5可见工作周期是20μs，原副边是以同名端作为示波器的正端的。图6所示为输出滤波电感的波形。

图5：变压器原、副边波形（“2”为原边，“1”为副边）

图6 ：输出滤波电感的波形

电流型PWM控制技术可以使开关电源获得优良的性能指标和较高的可靠性，控制器UC3842具有开关频率高，外围电路简单，成本低，特别适合于自动化仪表使用的单端小功率电源。