【电源网】为了解决风力发电的分散性和波动性以及接入电网对电力系统造成冲击等问题，提高整个系统的电压频率稳定性，文章以DSP作为主控制器，研究设计了一种基于双PWM控制的风电并网换流器。针对风力发电并网换流器的主电路，设计了整流和逆变部分的双PWM电路拓扑结构，从而提高了系统的动态响应，减少了损耗和冲击，实现了电能的双向传输，同时还能提高风力发电机侧功率因数。最后对设计的系统进行仿真验证。

0 引言

在能源危机愈演愈烈的今天，寻找绿色环保的新能源替代传统的化石燃料已成为人类共同的期待。风能作为绿色能源的的一种，它的开发和利用能够解决传统能源带来的诸多问题，是理想的替代能源。通过风电机组将风能转化为电能是一种非常有效的能源利用手段。随着数字信号处理芯片的诞生，很多先进的控制算法得以应用，大量出现在风力并网控制系统中。

1 主电路设计

并网控制器的结构如图1所示，控制核心由DSP芯片完成，通过驱动电路控制两个换流器的工作。过去一般采用二极管整流器件和晶闸管有源换流器，但由于运行中存在响应慢、电流谐波和损耗大以及不能实现四象限运行等缺点。本文对两个变流环节均采用基于全控型器件四象限运行的PWM换流器，不仅可以减少系统的冲击和损耗，还可以实现电能的双向传输，提高系统的动态响应和风力发电机网侧的功率因数，使输出电压电流波形为标准正弦。整个系统由输入滤波电感、智能功率模块(IPM)、直流滤波电容三部分组成。双PWM换流器整体硬件构成如图1所示。

为了便于分析，将整个系统分成交流电网侧、网侧PWM逆变器、直流侧、转子侧PWM换流器和双馈发电机。双PWM换流器主电路拓扑结构如图2所示。

功能描述：

(1)双PWM换流器在结构和功能上都相对独立。

(2)双PWM换流器的两端均可实现能量的双向流动，且两侧均可在整流/逆变状态之间进行转换。

(3)双PWM型换流器具有较强的无功功率控制能力。

1.1 整流电路选型

由于采用双PWM调制，所以在发电机侧采用PWM电路(见图3)。由于此电路本身就具有BOOST升压功能，故无需额外的升压电路，就可以让发电机在很宽的风速范围内运行，而且允许功率双向流动，减少了系统对电网的谐波污染。

1.2 后级变换电路选型

后级变换电路采用SPWM电路(如图4)，在输入直流电压的情况下，输出为标准的正弦波电压。

由DSP控制器发出方波控制信号，使输出端产生基波为正弦波的方波电压，再经过滤波装置即可产生标准的正弦波电压输出(如图5)。

网侧换流器的控制目标是：1)保持输出直流电压稳定并且有优良的动态响应能力。2)确保交流侧输入电流为正弦且功率因数为1。故输入电流的有效控制是网侧换流器控制的关键。从本质上讲，网侧换流器是一个涉及交、直流电能形态转换的能量变换系统。由于无穷大电网电压基本恒定，对输入电流实施快速有效的控制也就能有效地控制能量流动的速度和大小。

2 控制及检测电路设计

DSP控制电路是整个换流器控制系统的核心部分，而DSP芯片本身的高精度、高速度等工作特性决定了控制电路板在设计上必须保证一定的稳定性、可靠性。

2.1 电源及晶振电路设计

DSP芯片对供电电源的要求很高，其根据工作频率的不同，要求的内核电压也有所区别。本系统采用TI公司专为DSP供电所设计的电压转换芯片TPS7333Q(如图6所示)，芯片输入输出电压分别为5V和3.3V，该芯片输出稳定，并具有上电复位功能。

本设计我们使用外部振荡器，也即在TMS320F2812的X1/XCLKIN和X2两引脚之间连接一个标称频率为30MHz的石英晶体。

2.2 信号检测电路设计

信号检测电路为系统提供准确的外部输入，是控制系统的重要组成部分。通过对各被控量的检测，将结果送入DSP。DSP恨据确定的算法对检测信号进行处理并给出相应的响应值，来实现系统整体控制策略。

2.2.1 电网电压相位过零点检测

系统的运行需要已知电网电压的相位过零点。图7为相位过零点检测电路，其输入为网侧A相电压。

2.2.2 直流母线电压检测

由于经过电阻分压后采用线性光耦隔离采样直流母线电压，电路结构简单易行，响应速度快，可满足动态响应特性。因此，本系统选用此方法。直流母线电压检测电路如图8所示。

2.2.3 电流检测电路

由于霍尔元件具有精度高、线性好、频带宽、响应快、过载能力强和不损失被测电路能量等诸多优点，因而被本系统采用，图9是采用霍尔电流传感器的电流检测电路。

3 仿真

3.1 仿真设计

本系统使用Matlab中的Simulink进行仿真。图9为三相PWM交-直-交变流系统设计原理结构图。系统输入端采用SPWM整流;中间环节采用电容滤波，输出直流电;然后经SPWM逆变并采用无源滤波器滤波，得到标准的三相交流电源。

图10为系统仿真结构图。其中整流和逆变SPWM模块均采用Simulink工具箱中的通用桥模块，整流PWM模块采取内调制波生成，载波为1kHz三角波，输出电压频率设定为1kHz。逆变PWM模块也采取内调制波生成，载波频率设定为2kHz，输出电压频率设定为50Hz。前级调制幅值设定为0，后级调制比为0.9。负载采用0～50kW三相并联RLC。

3.2 仿真结果

图11～图15的波形是在空载时应用上述变流控制系统仿真后得到的仿真结果。

图11所示是输入的电压电流波形，可以看到电压符合给定的要求，即三相正弦波电压，幅值为250V，频率为30Hz。

图12所示是PWM整流器整流后经大电容器C滤波后得到的直流电压波形，直流电压大小为350V左右。当电容器电容值选取恰当时，输出直流电压跟踪输入交流电压变化速度非常快，波形几乎呈一条水平直线。在这里，电容大小的选择是个关键，经反复调整和仿真运行，根据输出电压波形选择电容器电容大小为1.7F。

图13所示为换流器输出电压波形，从波形上看是非常理想的。

图14所示是三相输出电压波形畸变率。换流器输出电压主要受其输入的直流电压幅值和波形影响，如果整流电压波形不平滑，振幅波动较大，则换流器的输出波形便不是矩形波。换流器波形越接近矩形波，则经过三相无源滤波器滤波后，换流器输出波形才越接近正弦波。

图15所示是输出端的三相电压和三相电流波形。其中，相电压大小为220V，频率为50Hz，从波形上看是非常理想的。

4 总结

理论分析和实验结果表明：由于采用了整流和逆变部分的双PWM拓扑结构，大大提高了系统的动态响应，减少了损耗和系统冲击，实现了电能的双向传输，同时还能提高风力发电机侧功率因数。