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摘要：把零电压转换技术和多相变换技术相结合就可获得一簇新型多相零电压转换PWM变换器。这些变换器具有高性能和高功率密度。主要分析了两相Boost零电压转换PWM变换器的工作原理和特性，并给出了占空比D>0.5时的谐振元件参数的设计和仿真结果。
关键词：零电压转换；多相变换器；高功率密度
1 概述
通过提高开关频率可获得高性能和高功率密度功率变换器，但传统的硬开关PWM变换器工作在高频时开关损耗很大。因此，硬开关PWM变换器的应用具有局限性。为此，人们提出了用软开关技术来减小开关损耗，大多数软开关变换器是以大幅度地增加开关器件的电压或电流应力为代价来降低开关损耗的，这导致开关器件的导通损耗显著增加。在零转换PWM变换器[1]中，辅助电路在很宽的输入电压和负载变化范围内以最小的电压和电流应力为主开关管提供零电压开关，这使得ZVTPWM变换器在中大功率场合得到广泛应用。
获得高性能和高功率密度功率变换器的另一种方法是采用多相技术。输入电感交错工作时，对于n相变换器来说，输入和输出滤波电容的工作频率提高了n倍，因此，使输入和输出滤波器中电容保持很小的电流纹波；并且可以获得良好的动态性能。如果将ZVT和多相变换技术结合起来，就可以得到更好的动态性能和更高功率密度的功率变换器。简单地将多相技术和ZVT变换器结合起来的ZVT多相变换器是非常复杂的。因为一个n相的ZVT变换器需要n个辅助电路。几种基本的两相ZVT PWM变换器[2]如图1所示。这些变换器中只包含了一个有源开关的辅助电路通过n个二极管交替地为所有相的主开关管提供零电压开通条件。本文主要分析了两相Boost ZVT PWM变换器的工作原理和特性，并给出了占空比D>0.5时的仿真结果和谐振元件参数的设计。
2 工作原理
两相Boost ZVT PWM变换器如图1（c）所示。
在进行讨论之前，作如下几点假设：
——所有元器件都是理想的；
——输入滤波电感足够大，故在一个开关周期中，电压源Vin及输入滤波电感Lf1，Lf2可用一恒 值 电 流 源Iin1，Iin2代 替 ；
— —输 出 滤 波 电 容 足 够 大 ， 故 在 一 个 开 关 周 期 中 ，Cf，R1可 用 一 恒 值 电 压 源Vo代 替 。
(a) Buck
(b) Buck- Boost
(c) Boost
(d) Cuk
图1 基本的两相ZVTPWM变换器
2.1 D>0.5时的工作原理
设初始状态为主功率开关管S1及辅助开关管Sr均为关断状态，主功率开关管S2和升压二极管D1处于导通状态。vc1(t0)=Vo，iLr(t0)=0，vc2(t0)=0。
图2为各主要变量的理论稳态波形图，图3为该变换器在半个开关周期中的不同开关状态下的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下。
图2 D >0.5时 的 各 主 要 变 量 的 理 论 稳 态 波 形
(a)模 态1 (b)模 态2
(c)模 态3 (d)模 态4
(e)模 态5 (f)模 态6
(g)模 态7 (h)模 态8
图3 D>0.5时 的 半 个 开 关 周 期 中 的 不 同 开 关 状 态 下 的 等 效 电 路
1）模态1[t0－t1] 对应于图3（a），在t0时刻Sr导通，谐振电感Lr中的电流从0开始线性上升，其上升斜率为diLr/dt=vo/Lr，升压二极管D1的电流开始减小。在t1时刻通过电感Lr的电流上升到Iin1，升压二极管D1的电流减小到0，D1自然关断，模态1结束。该模态持续的时间为：t01=LrIin1/Vo。
2）模态2[t1－t2] 对应于图3（b），在t1时刻升压二极管D1关断，Lr与C1开始谐振。电感Lr中的电流继续上升，而电容C1开始放电。iLr和vC1分别为
iLr(t)=Iin1＋sinωr(t－t1)vC1=Vocosωr(t－t1)
式中：ωr=；
zr=；
Cr=C1=C2。
在t2时刻C1的电压下降到0，电感Lr1中的电流为iLr(t2)=Iin1＋Vo/Zr，模态2结束。该模态持续的时间为：t12=。
3）模态3[t2－t3] 对应于图3（c），在t2时刻如果Vo/Zr<Iin2时，电感Lr中的电流一部分流过Iin1和Dr1续流，另外一部分流过Iin2和Dr2续流，则通过主开关管S2中的电流小于Iin2。反之，电感Lr中的电流一部分流过Iin1和Dr1续流，另外一部分流过S1和S2的反并二极管Ds1和Ds2续流，is2出现负值，此时开通S1就是零电压开通。S1的开通时刻应该滞后于Sr开通，滞后时间为
td>t01＋t12=＋。
4）模态4[t3－t4] 对应于图3（d），在t3时刻Sr关断，iLr线性减小。在t4时刻iLr线性减小到Iin1时，模态4结束。
5）模态5[t4－t5] 对应于图3（e），在该模态中iLr继续线性减小，S1中的电流线性上升。在t5时刻S1中的的电流上升到Iin1，Lr中的电流减小到0，模态5结束。
6）模态6[t5－t6] 对应于图3（f），在该模态中S1和S2同时导通工作，直到主开关管S2关断，模态6结束。
7）模态7[t6－t7] 对应于图3（g），在t6时刻，主开关管S2关断，输入电流Iin2给电容C2恒流充电，C2的电压从零开始线性上升，vC2=(t－t8)。所以S2是零电压关断。在t9时刻C2的电压达到Vo，模态7结束。
8）模态8[t7－t8] 对应于图3（h），在该模态中主功率开关管S1和升压二极管D2处于导通状态，主功率开关管S2和升压二极管D1均为关断状态，在t8时刻辅助开关管Sr再次导通，开始另一半开关周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。
2.2 D≤0.5时的工作原理
设初始状态为主功率开关管S1和S2及辅助开关管Sr均为关断状态，升压二极管D1，D2处于导通状态。vc1(t0)=vc2(t0)=Vo，iLr(t0)=0。
当占空比小于0.5时，每半个开关周期内有十个开关模态。图4为各主要变量的理论稳态波形图，图5为各开关模态的等效电路。各开关状态的工作情况描述如下。
图 4 D≤ 0.5 时 的 各 主 要 变 量 的 理 论 稳 态 波 形
(a) 模 态 1 (b) 模 态 2
(c) 模 态 3 (d) 模 态 4
(e) 模 态 5 (f) 模 态 6
(g) 模 态 7 (h) 模 态 8
(i) 模 态 9 (j) 模 态 10
图 5 D≤0.5时 的 各 开 关 模 态 的 等 效 电 路
1）模态1[t0－t1] 对应于图5（a），在t0时刻Sr导通，谐振电感Lr中的电流从0开始线性上升，升压二极管D1及D2的电流开始减小。在t1时刻电感Lr的电流上升到Iin1＋Iin2，升压二极管D1及D2的电流同时减小到0，D1及D2自然关断，模态1结束。
2）模态2[t1－t2] 对应于图5（b），在t1时刻升压二极管D1及D2关断，Lr，C1及C2开始谐振。电感Lr中的电流继续上升，而电容C1及C2开始放电。iLr和vC1（vC2）分别为
iLr(t)=Iin1＋Iin2＋sinωrr(t－t1)
vC1(t)=Vocosωrr(t－t1)
式中：ωrr=；
Zrr=；
Cr=C1=C2。
在t2时刻C1及C2的电压同时下降到0，电感Lr1中的电流为iLr(t2)=Iin1＋Iin2＋，模态2结束。该模态持续的时间为t12=。值得注意的是：当D≤0.5时，谐振电路的特征阻抗为D>0.5时的。相应地，谐振电感的初始电流是D>0.5时的2倍，谐振电流增大了倍。因此，辅助电路处理的功率约为D>0.5时的2倍。
3）模态3[t2－t3] 对应于图5（c），在t2时刻Ds1及Ds2同时导通，电感Lr中的电流一部分流过Iin1和Iin2续流，另一部分流过Ds1和Ds2续流，此时开通S1就是零电压开通。S1的开通时刻应该滞后于Sr开通时刻。
4）模态4[t3－t4] 对应于图5（d），在t3时刻Sr关断，iLr线性减小，在t4时刻iLr减小到Iin1＋Iin2时，Ds1及Ds2同时关断，模态4结束。
5）模态5[t4－t5] 对应于图5（e），在该模态中iLr继续线性减小，S1中的电流线性上升。在t5时刻S1中的的电流上升到Iin1，Lr中的电流减小到Iin2，模态5结束。
6）模态6[t5－t6] 对应于图5（f），在t5时刻Ds1关断，Lr和C2开始谐振，电感Lr中的电流继续减小，而电容C2开始充电。iLr和vC2分别为
iLr(t)=Iin2－sinωr(t－t5)
vC2(t)=Vo(1－cosωr(t－t5))
式中：ωr=；
Zr=；
Cr=C1=C2。
假如Iin2<，在t6时刻iLr减小到零，模态6结束。
7）模态7[t6－t7] 对应于图5（g），在t6时刻输入电流Iin2给电容C2恒流充电到Vo。在t7时刻，C2的电压达到Vo，D2导通，模态7结束。
8）模态8[t7－t8] 对应于图5（h），在该模态中主功率开关管S1和升压二极管D2导通工作，在t8时刻，S1关断，模态8结束。
9）模态9[t8－t9] 对应于图5（i），在t8时刻关断S1，输入电流Iin1给电容C1恒流充电，C1的电压从零开始线性上升，所以S1是零电压关断。在t9时刻C1的电压达到Vo，此时升压二极管D1自然导通，模态9结束。
10）模态10[t9－t10] 对应于图5（j），在该模态中D1和D2导通工作。在t10时刻，辅助开关管Sr再次导通，开始另一半个开关周期的工作，其工作情况类似于上述的半个周期。
3 电路的基本特点
对于两相Boost ZVT PWM变换器工作在连续导电模式而言，当一个主二极管导通时，辅助电路开始工作，为相应的主开关管提供零电压开通和相应的二极管提供零电流关断。为了使辅助电路高效运行，当辅助电路开始工作时，某一相的有源开关应该处于导通状态。换句话说，占空比D应大于0.5。否则，如图4中所示的辅助电路处理的功率约为D>0.5时的两倍，因而增大了辅助电路的损耗。这种两相Boost ZVT PWM变换器适用于电压变换比大于0.5的场合。只用一个有源辅助开关就实现了两相主开关管和二极管的零电压开通和零电流关断，并且主开关管和升压二极管中的电压、电流应力与不加辅助电路一样。
4 谐振元件参数的设计
对于D>0.5的情况，根据上述原理分析知，要实现S1的零电压开通，必须在S1的反并二极管导通之后才能给S1加栅极信号。为了保证ZVT开关的实现，S1的开通时刻应该滞后于Sr开通时刻，滞后时间td必须满足
td>t01＋t12=＋ （1）
S2的零电压开通条件与S1一样。
4.1 C1和C2的设计
C1是用来使S1实现零电压关断的，C1的大小应使得vDS(S1)即vC1上升速度不要太快。一般可选择在最大负载时，vC1从0上升到Vo的时间为（2～3）toff，toff为S1的关断时间。则
C1=(2～3)toff （2）
同样，可以求取C2。
4.2 Lr的设计
辅助电路只是在主开关管S1和S2开通的一小段时间工作，其它时间停止工作。为了不影响主电路的工作时间，辅助电路的时间不能工作太长，一般可选择为开关周期Ts的1/10，即t01＋t12<，也就是
＋≤（3）
由式（3）可以求出Lr的大小。
5 仿真结果与分析
为验证两相Boost ZVT PWM变换器理论分析的正确性，对该变换器进行了仿真分析。仿真参数如下：输入电压Vin=DC 150V；输出电压Vo=DC400V；开关频率fs=100kHz；升压电感Lf1=Lf2=450μH；滤波电容Cf=470μF；输出电流Io=2A。由式（2）及式（3）得C1=C2=1.8nF，Lr=12μH。两相Boost ZVT PWM变换器的仿真结果如图6所示。图6（a）为主开关管S1及S2的驱动信号vGS1和vGS2。图6（b）为辅助开关管Sr的驱动信号vGSr。图6（c）为谐振电感电流iLr和输入电流iin1和iin2的波形，从图中可以看出辅助电路工作时间很短，只是在主开关管开通时工作一段时间，因此辅助电路的损耗很小。图6（d）为流过主开关管S1及S2的电流波形，从图中可以看出，在续流阶段电流为负，这是因为，=≈4.9>4，即>Iin2max(Iin1max)，所以，电感Lr中的电流一部分流过Iin1和Dr1续流，另外一部分流过S1和S2的反并二极管Ds1及Ds2续流，图6(e)为输出电压波形，电压值略大于理论值。
(a) vgs1,vgs2波形
(b) vgsr波 形
(c) iLr，iin1和iin2波 形
(d) is1，is2波 形
(e) Vo波形
图6 新型两相Boost ZVT PWM变换器的仿真波形
6 结语
将零电压转换技术和多相变换技术相结合就可获得一簇高性能和高功率密度的多相零电压转换PWM变换器，只用一个有源辅助开关就实现了两相主开关管的零电压开通和零电压关断以及二极管的零电流关断和零电压开通，并且主开关管和升压二极管中的电压、电流应力与不加辅助电路一样。电路拓扑简单、成本低使得该类变换器在高性能、高功率密度功率变换场合得到了广泛的应用。本文以两相Boost变换器为例分析了它的工作原理和特性，并给出了占空比D>0.5时的谐振元件参数的设计和仿真结果。
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