图1:(a) 同步降压转换器拓扑结构图;(b) 负载瞬态过程中的负载电流和电感电流
首先是要设计降压转换器工作在非同步模式,这样就避免了因尽量减少与回路电流有关的传导损耗而导致的负电感电流。此外,脉宽频率调制或脉冲跳跃(pulse skip)模式通常用于最小化栅极驱动和开关损耗。诸如TI开发的节电模式等专用技术通过关闭部分控制电路来降低开关损耗,并使PWM控制器的静态电流最小。在150μA的负载条件下,可以实现低至18μA的静态电流和超过70%的效率。
然而,对从轻负载到高负载的负载瞬态而言,这种降压转换器带来了另一个挑战,即它需要一个延迟时间来唤醒PWM控制器并使其进入工作状态。在此延迟时间内,输出电容必须为负载供电,这将引入一个与固定频率PWM转换器有关的额外电压降。如何克服节电模式带来的这一负面影响呢?微处理器的电压规范允许具有±5%的总容差,其中包括稳定状态误差和负载瞬态。可以将轻负载时的输出电压提高1%左右,以补偿由于控制电路唤醒延迟引起的额外压降。
事实上,对移动处理器而言,提高轻负载时的输出电压是一贯的做法,这一做法被称为负载线调节。这种技术增大了瞬态电压的摆幅,因此它允许对额外电压降进行补偿或使用更小的输出电容。此外,控制环路设计和电感设计对电压瞬态响应的影响非常大。那么,如何选择正确的电感和设计控制环路带宽来实现快速的瞬态响应,并在保持高效率的同时满足电压瞬态要求呢?
对从小于1mA负载到满负载的阶跃负载瞬态而言,电压瞬态响应通常应在±3%以内。当阶跃负载被施加到系统和输出电容时,该电压瞬态与等效串联电阻(ESR)和转换延迟密切相关。通常情况下会采用小型ESR陶瓷电容,因此,通过优化环路设计和电感值来最小化输出电容器两端的电压瞬态最具挑战性。输出电容器需要在瞬态响应期间提供负载电流。微处理器所需电流的斜率比降压转换器电感电流的斜率大得多。负载电流和电感电流之间的差决定了需要由输出电容提供的电荷数量,如图1(b)所示。如果可以减少该非平衡电荷,则能降低瞬态电压,减小输出电容。电感电流的斜率越大,瞬态响应就越快,压降也就越低,因此瞬态响应取决于电感电流跟随负载电流的方式。电感电流上升时间与此处描述的控制环路带宽密切相关。
其中,fC为闭环环路带宽。另一方面,反馈控制环路在轻负载到高负载转换期间使占空比加大,在电感两端出现净电压增加,这会引起电感电流增加。平均电感电流的上升时间由下式得出:
其中L、VIN以及ΔD分别为电感、输入电压和占空比增加值。在给定带宽下提供同样快速的瞬态响应的最大电感被称为临界电感。该临界电感为经过优化的电感,可为实现最高效率提供尽可能高的带宽和最小电感电流纹波。通过以上两个方程式能得到在给定环路带宽条件下实现最快瞬态响应的临界电感。
其中,ΔDMAX为负载瞬态期间最大的占空比增加值。由此可见,采用小型电感也可以获得高环路带宽,从而实现快速的负载瞬态响应以满足瞬态电压要求。图2给出了小型电感和大型电感的输出电压瞬态响应曲线,它表明电感越小,负载瞬态响应越快。
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