1 引言
MAX745具有锂离子电池组充电所需的全部功能。在不需要任何散热的条件下，恒定充电电流可达4A，充电电压非常稳定，电池两端最大电压误差只有±0.75％。该充电器可以选用廉价的公差为1％的普通电阻设定充电电压，并且可以选用廉价的N沟道MOSFET作开关控制器件。
MAX745采用双回路稳定充电电压和充电电流。采用精度为1％的普通电阻，单体电池的充电电压即可在4.0V—4.4V之间调整。改变串联单体电池数选择脚的接法，该充电器可对1—4只锂离子电池充电，充电器总输出电压误差小于±0.75％。
该控制器最高输入电压可达24V，可对最高工作电压为18V的电池组充电。控制器开关频率为300kHz，因此充电器噪声很小，所用外部元件的体积也很小。
该充电控制器主要用于锂离子电池充电，可用于移动电话、笔记本电脑和各种手持式电子设置。
2 引脚排列及功能
MAX745引脚排列如图1所示。各引脚的功能如下：
1脚 IBAT： 电流取样放大器的模拟电流源输出。详细说明可参考“充电电流监控”一节。
2脚 DCIN：充电器电压输入脚。实际应用中，该脚应接0.1μF旁路电容器。
3脚 VL： 芯片电源。由DCIN脚供电的内部5.4V线性稳压器的输出脚。该脚应外接4.7μF旁路电容器。
4脚 CCV： 电压调整回路补偿脚。
5脚 CCI： 电流调整回路补偿脚。
6脚 THM/ SHDN：热敏电阻取样电压输入脚。该脚也具有关断输出的功能。该脚变为低电平时，充电器将关断。
7脚 REF： 4.2V基准电压输出脚。该脚应外接0.1μF或容量更大的旁路电容器。
8脚 VADJ： 电压调整脚。该脚与REF和GND脚之间外接公差为1％的电阻分压器，设定充电电压可调整10％，不需要采用公差为0.1％的精密电阻，输入电压范围为0V—UREF。
9脚 SET1： 该脚与REF和GND脚之间外接电阻分压器，设定充电电流。
10脚 GND：模拟信号接地脚。
11脚 CDLL1：选择串联电池数的逻辑信号输入脚。
12脚 CELL2：选择串联电池数的逻辑信号输入脚。
13脚 STATUS：在稳流状态下，该脚为开漏极MOSFET灌电流输入脚。在稳压状态下，该脚为高阻抗输入脚。该脚应通过1kΩ—100kΩ上拉电阻接到VL脚，该脚也可驱动发光管LED，用灯光指示调整状态，如果不需要此功能时，该脚应悬空。
14脚 BATT：电池电压取样输入和电流取样负输入脚。
15脚 CS： 电流取样正输入脚。
16脚 PGND：电源接地脚。
17脚 DLO： 低端功率MOSFET驱动器输出脚。
18脚 DHI： 高端功率MOSFET驱动器输出脚。
19脚 LX： 接高端功率MOSFET源极。
20脚 BST： 高端功率MOSFET驱动器电源输入端。
3 基本工作原理
MAX745内部框图如图2所示，主要由基准电压源、电流型PWM控制器、电流误差放大器、
图2 MAX745内部框图
电压误差放大器等部分组成。该器件内部可产生5.4V和4.2V两种基准电压。5.4V电压除了给该集成电路供电外，还可经VL脚给外部电路供电。4.2V为该器件的基准电压。该基准电压通过外接电阻分压器，可给电流误差放大器、电压误差大器和温度误差放大器提供不同的基准电压。4.2V基准电压还可经REF脚给外电路供电。
BATT脚和CS脚之间的电流取样电阻两端电压经电流取样放大后，加到电流误差放大器GMI反相输入端，与加在同相输入端的基准电压比较并放大后，又经箝位电路加入PWM逻辑电路。该逻辑电路输出通过高端和低端MOSFET驱动器，控制外接的高端和低端MOSFET导通与关断。当电池组电压低于设定的充电电压极限值时，充电器处于恒流充电状态。此时改变PWM逻辑电路输出脉冲的宽度，可使充电电流维持恒定。为了提高充电电流的稳定性，可在CCI脚外接电容器，以便补偿电流误差放大器的特性。
[page] 该器件内部在BATT脚与GND脚之间接有电压取样电路。取样电压加到电压误差放大器GMV的反相输入端，与加在同相端的基准电压比较并放大后，又经过箝位电路输入PWM逻辑电路。该逻辑电路的输出通过高端和低端MOSFET驱动器控制外接高端和低端MOSFET导通与关断。电池组电压达到充电电压极限值时，充电器进入恒压状态。此时改变PWM脉冲的宽度，可使充电电压稳定不变。为了提高充电电压的稳定性，可在CCV脚外接阻容元件，以便补偿电压误差放大器的特性。
需要对串联电池数不同的电池组充电时，改变CELL0和CELL1脚的接法，可改变加到电压误差放大器反相输入端的取样电压值，因而可改变充电器的输出电压。
在THM/ SHDN脚与RFE和GND脚之间接入普通电阻和热敏电阻组成的温度取样电路，温度取样信号经放大后加到PWM逻辑电路。当电池组的温度超过一定数值时，PWM逻辑电路通过MOSFET驱动器，关断外接的MOSFET，充电器可停止充电。
充电状态指示脚STATUS可指示充电器处于恒压状态，还是处于恒流状态。
4 实际应用电路
MAX745组成的开关型锂离子电池充电器实际电路如图3所示。该充电器的效率可达90％，充电电压和充电电流可通过外接电阻分压器独立调整。
图3 MAX745组成的锂离子电池开关型充电器实际电路
4.1 电压控制回路
在VADJ脚和REF脚接入电阻分压器，可设定充电电压极限值。REF脚的基准电压为4.2V，VADJ脚电压在0V—4.2V之间变化时，电池充电极限电压变化范围只有±5％。因此，不采用高精度分压电阻，也能满足充电电压精度的要求。分压电阻采用公差为1％的普通电阻，充电电压精度也可达到0.1%以上。电压调整脚VADJ内部接有缓冲器，因此外接分压电阻应具有较大的阻值。当电压调整脚VADJ的电压为UREF/2时，充电电压极限值为4.2V。
电池组充电电压极限值UBATT由下式给出：
式中 n为串联电池组单体电池数；
UREF为基准电压；
UADJ为电压调整脚电压。
根据上式，可算出电压调整脚VADJ的电压UADJ为：
选择R11的阻值（典型值为100k）并按下式计算出R3的阻值：
式中 UREF为4.2V。单体电池数为1、2、3、4。在实际应用中，串联电池组中单体电池数可根据CELL0和CELL1脚的不同接法确定，如表1所列。
在电压回路补偿脚CCV外接串联电阻电容，可以补偿电压调整回路的特性，提高电压控制回路的稳定性。电压取样放大器GMV的输出端接有箝位电路可将输出电压箝位在基准电压的1/4到3/4之间。
4.2 电流控制回路
该充电器的充电电流由电流取样电阻的阻值和充电电流设定脚SETI的电压决定。电流取样放大器检测电流取样电阻两端（CS脚与BATT脚之间）的电压。电流取样放大器的增益为6，SET1脚的电压经缓冲并除以4后，与电流取样放大器输出电压比较，因此SET1接REF脚时，可输出满刻度充电电流，满刻度充电电流IFS由下式决定：
在不改变R1阻值的条件下，为了将充电电流设定在满刻度值以下，可根据下式调整SETI脚的电压：
式中 ICHG为充电电流；
UREF为基准电压；
USETI为SETI脚的电压。
电流回路补偿脚CCI外接的电容器，设定电流反馈回路的主极点。在稳流工作状态下，CCV脚电压箝位在CCI脚电压的80mV以内。这样，当电压设定值改变时，可防止电池电压过冲。同样，在稳压工作状态下，电流设定值改变时，也可防止电池电压过冲。由于CCI和CCV脚电压变化范围约为2V（1.5V到3.5V），所以由电流调整回路转换为电压调整回路时，80mV箝位电压引起的电压过冲可忽略不计。
4.3 充电电流监控
在IBAT脚和GND脚外接一只定标电阻RIBAT，就可监控电池组的充电电流。IBAT是压控电流源的输出电流，该电流由下式决定：
式中 USENSE为电流取样电阻两端的电压（单位为mV），其值由下式给出：
RIBAT两端电压UIBAT由下式计算：
[page]4.4 PWM控制器
电池电压和电流由电流型PWM型DC/DC变换器控制。该控制器通过驱动两只外接N沟道MOSFET，控制输入电源的接通与关断。该控制器通过设定开关电压的脉冲宽度，使充电电流和电池电压保持稳定。采用双N沟道MOSFET，可降低元器件的价格。
PWM控制器的核心是一个多输入比较器。该比较器将三个输入信号相加，以决定开关信号脉冲的宽度，从而设定电池电压和电流。三个信号分别是电流取样放大器的输出电压、GMV或GMI误差放大器的输出电压和确保电流控制回路稳定的斜率补偿信号。
电流取样放大器的输出电压，通过PWM比较器与GMV或GMI放大器输出较低的误差电压比较。采用电流型反馈可减小电感对输出LC滤波器的影响，从而使电路稳定工作。
4.5 MOSFET驱动器
MAX745通过改变外接N沟道MOSFET导通与关断的时间，调整电池充电电压和电流。由于高端N沟道MOSFET的栅极驱动电压必须高于输入电源电压，所以必须用充电泵来提高栅极电压。在实际应用电路中，当同步整流MOSFET（MIB）导通时，电容器C7通过二极管VD2充电。由于C7的一端接LX脚（MIA的源极），所以高端驱动器输出脚（DHI）可使高端MOSFET的栅极电压升高到BST脚电压。该脚电压高于输入电源电压，因此可使高端MOSFET导通。
同步整流MOSFET(MIB)与普通续流二极管的作用相同，但电压降较低，因此可以提高充电器的效率。从高端MOSFET关断到同步整流MOSFET导通之前有一个死区时间，从同步整流MOSFET关断到高端MOSFET导通之前也有一个死区时间，LX脚与电源接地脚PGND之间（也即MIB的漏极和源极之间）接入肖特基二极管VD1，在开关转换期间，可防止因同步整流MOSFET的体二极管在死区内导通而产生短路电流。如果对充电器的效率要求不高，可以不接二极管VD1，但此时同步整流MOSFET的功耗将增加。
因为只有同步整流MOSFET导通时，BST脚外接电容才充电，所以同步整流MOSFET不能用普通的整流管代替，但是为了保证BST脚外接电容器充电，同步整流MOSFET可以用小功率MOSFET（比如2N7002）代替。在这种情况下，大部分充电电流流过二极管VD1，而不是流过同步整流MOSFET。
4.6 内部稳压器和基准电压源
MAX内部低压差线性稳压器输出的5.4V电压加在VL脚，除了给内部电路供电外，还可给外部电路供电。线性稳压器输出电流为25mA，内部电路约需4mA，因此VL脚可为外电路提供21mA电流。外接MOSFET的栅极驱动电流由VL脚提供。估算MOSFET所需的驱动电流时，可用MOSFET栅极电荷乘以开关频率（300kHz）。为确保电源电压稳定，VL脚应外接4.7μF电容器。
内部5.4V稳压电源再经过一级低压差稳压器后，可产生4.2V基准电压，为了保证基准电压稳定，REF脚应外接容量等于或大于0.1μF的电容器。
4.7 最高输入电压
充电器输入电压必须比最高电池电压高2V，充电电压才能稳定在规定值。由交流适配器供电时，充电器输入电压中交流纹波分量较大，纹波最低点的电压仍必须比最高电池电压高2V。
采用实际应用电路中的元件，最高输入电压可按下式计算：
式中 UIN为输入电压；VD6为二极管D6两端电压，典型值为0.4V—0.5V;ICHG为充电电流；RDS(ON)为高端MOSFET（MIA）的导通电阻；RL为电感的串联电阻值；RI为电流取样电阻的阻值。 『本文转载自网络,版权归原作者所有,如有侵权请联系删除』
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