使用高频开关电路作为功率变换单元的电力电子设备功率因数低的根源是整流电路后增加的滤波电容，该电容能使输出电压平滑但却使输入电流变为尖脉冲，从而严重影响电路的功率因数。功率因数校正的基本思想是将整流器和滤波电容分开，使整流电路的容性负载变为阻性负载，从而达到功率因数校正的目的。本文引入了单向开关前置的单相PFC电路较好地解决了单相不控整流电路功率因数低下的问题。

1 单相不控整流电路的结构及仿真分析

对于在单相不控整流电路中，如果负载等效为一个纯电阻，则输入功率因数为1。但通常情况下负载几乎不可能为纯电阻，这时电路的输入电流波形就会发生畸变。下面结合图1所示的大电容滤波的单相不控整流电路的结构，对该电路进行仿真分析。仿真参数设置如下：输入相电压有效值US=220V，输出滤波电容C=1500μF,负载R=20Ω。输入相电压相电流波形如图2所示，仿真测量的功率因数值如图3所示。通过仿真结果可以看出：这种电路具有功率因数低，输入电流的波形畸变程度大，输入谐波电流含量严重超标的缺点。

2 单向开关前置的单相PFC电路结构及工作状态分析

单向开关前置的单相PFC电路的结构如图2所示。和单相不控整流电路的区别在于增加了单向开关S1和电感L,用来完成功率因数校正功能,其中单向开关S1由VD5、VD6和VT1组成。整流部分由VD1、VD2、VD3、VD4构成，C起储能和输出滤波的作用，R1为负载。

(2)单向开关前置的单相PFC电路工作状态分析

在连续导通模式下，对应开关管的一个高频周期各段时间的等效电路如图3所示。其中工作状态1和工作状态2是工频正半周时的情况，工作状态3和工作状态4是工频负半周时的情况，后两个状态只是前两个状态在负半周的重复。为了分析方便，各二极管和开关管的导通压降看作零，C看作足够大，保证输出电压恒定,RS为取样电阻，其压降忽略不计。下面详细分析各工作状态的工作情况。

工作状态1：在这个时间段内，US处于正半周期，开关管VT1导通，则图3可等效为图3(a)所示的电路，此时电源US给L充电,由于开关频率远高于工作频率，可以看作电源电压为恒定值，则L上的电iL流逐渐增加；同时输出滤波电容C放电，给负载提供能量。这个时间段的电路微分方程为(1)式。

工作状态2：在这个时间段内，US处于正半周期,开关管VT1关断，则图1可等效为图3(b)所示的电路，此时，电源US一边给C充电，一边给负载提供能量。C两端的电压逐渐上升。这个时间段的电路微分方程为(2)式。

工作状态3：在这个时间段内，US处于负半周期，开关管VT1导通，则图3可等效为图3(c)所示的电路，此时电源US给L反向充电，iL的实际方向与图示参考方向相反。由于开关频率远高于工作频率，可以看作电源电压为恒定值，则L上的电流iL反向逐渐增加；同时输出滤波电容C放电,给负载提供能量。这个时间段的电路微分方程为(3)式。

工作状态4：在这个时间段内，US处于负半周期，开关管VT1关断，则图3可等效为图3(d)所示的电路，此时，电源US处于负半周，iL的实际方向与图示参考方向相反，US一边给C充电，一边给负载提供能量。储能电容C两端的电压逐渐上升。这个时间段的电路微分方程为(4)式。

3 单向开关前置的单相PFC电路仿真分析

按照上述理论分析，下面利用Matlab7.1中的Simulink6.0仿真软件对电路进行仿真，假定参数设置如下：US=220V，初级电感L=1×10-3H，输出储能电容C=1500μF，开关管的工作频率为fS=50kHz，负载R1=80Ω。仿真结果如下:

系统进入稳态后，输入电压电流波形如图4所示。可以看出变换器输入电流很好的跟踪了输入电压的波形。为了便于比较,图中交流电压US幅值是原来的1/20，每一格代表20V，电流的单位是A。

功率因数的曲线如图7所示，从图中可以看出在0.15秒以前电路处于非稳定状态，功率因数有较大跳变，在0.15秒以后电路进入稳定状态，功率因数可以接近1。

为了清楚起见，仿真试验还对输入相电流信号进行了傅立叶分析,其基波和各次谐波的数值如图8所示。从图中可以清楚的看到，三次谐波的幅值已经降到很低的程度，其它5次、7次、9次、11次和13次…谐波电流也大幅度下降。图中SXZL直方图表示大电容滤波的三相不控整流电路的输入电流谐波分布，PFC直方图表示基于移相电抗器的三相无源功率因数校正后的电流谐波分布，IEC直方图表示IEC61000-3-2标准中A类标准对电网谐波的要求。

4 结束语

单向开关前置的单相PFC电路可以实现输入电流连续导通模式，减小了电流应力，使储能电容两端的电压得到抑制。通过优化电路参数配置可以实现很高的功率因数，而且输出电压稳定，输出纹波电压低，能够获得很好的输出特性。