中心议题：

• PDP屏专用电源的参数要求解读
• PDP电源的工作时序分析
• PDP专用电源电路设计

解决方案：

• PFC电路的设计
• 开关变压器电路设计
• 次级箝位ZVZCS电路设计

本文设计了一个用于多屏拼接等离子显示系统的专用电源。该电源采用两级变换，前级AC/DC变换采用Boost型有源功率因数校正电路，后级变换器对于不同的回路根据功率的大小分别采用全桥变换器和单端反激变换器。对传统Boost型功率因数校正电路提出了一点改进，有效抑制了传统Boost型功率因数校正电路中大功率时开关管开通时二极管上瞬时大电流。后级变换器中主回路采用一种次级无源箝位ZVZCS全桥变换器，适宜大功率的输出且有效降低了开关损耗。

0 引 言

等离子体显示技术是利用氦、氖、氮等混合气体在密闭空间加压放电产生等离子体生成紫外线使荧光屏成像的技术。等离子显示屏（Plasma Display Panel）作为平板显示器的佼佼者，它的厚度只有普通显像管电视的1/10,重量仅为普通显像管电视的1/6,观看视角达到160°以上，画面不受磁场影响，具有较高亮度和对比度。等离子显示屏中，电源担负着所有电路和显示屏的供电。包括向驱动电路提供维持电压和扫描电压，以及控制板、接口板等部件的+5V,+15V电压。同时，电源还应具有针对显示屏故障的过压过流保护功能，为了保护显示屏和扫描电路，电源必须有严格的工作时序。所以对于等离子显示屏而言，电源的设计是其中举足轻重的一部分。

1 PDP屏专用电源的参数要求

PDP电源是一种具有保护功能的大功率电源。本设计电源用于一种由多块显示屏拼接而成的显示系统中，每块屏的大小为16英寸，整个屏幕由5×4块屏组成。每块屏的功率约为80 W,整个屏幕的功率约为1 600W.本设计的专用电源设计输出负载要在2kW左右。专用电源的输入电压为85~260 V,频率为50/60Hz.

等离子显示屏有多种工作方式，这里不做赘述。本文中的显示屏为三电极表面放电方式。其驱动电压比较复杂，显示一幅画面需要经过3个时期：准备期、寻址期、维持显示期。准备期负责擦除所有点的残余壁电荷，寻址期负责在需要发光的点上积累壁电荷，到了维持期有壁电荷的点就会持续发光，形成一幅图像。

但本文设计的电源只为显示系统提供大功率180V高压和+5V 逻辑电压及+15V 驱动电压。显示屏需要的其他高压又每块显示屏的控制电路产生。表1为各种输出电压及负载能力表。

表1 输出电压和负载能力

控制电源与数字电路CPU 通过6针端子相连，如表2所示。

表2 接口端子

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2 PDP电源的工作时序

PDP电源在工作时，具有严格的开机时序和关机时序。当插上整机电源插头后，输出待机电源VSB,同时交流信号检测ACOK=1.此时按下开关。数字电路CPU向电源发出电源控制信号，使VRL =1,电源向各种逻辑电路、控制电路、保护电路提供+5V,+15V电源，然后将V5_ok置1.当电源检测信号V5_ok=1时，数字电路CPU向电源发出VS_on=1.PDP电源向显示系统提供180V高压。关机时，先关掉高压电源，然后再关掉+5 V,+15 V 电压。工作时序如图2所示。

图2 PDP电源时序图

3 电源电路设计

交流输入电压经过EMI滤波器和浪涌电流抑制电路后，送往待机电源和PFC电路，交流输入经过PFC电路后产生400V的直流电压。其余的电路均基于此PFC电路的输出。

3.1 PFC电路的设计
全桥整流加滤波电容的AC/DC变换电路由于只有整流桥输出电压高于电容电压时才有电流给电容充电，导致输入电流波形畸变严重，使功率因数降低。

为解决这个问题，本设计中前级AC/DC变换采用Boost PFC变换器。该结构电路具有输出电流连续，电流波形畸变小，输入电流脉动小的特点。输出电压可以高于输入电压。输入电压范围为交流85~260V,功率因数可达0.99.其拓扑结构图3所示。

图3 典型Boost PCF电路结构

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图3中的二极管应该采用超快回复二极管，但当PFC电路功率较大时，二极管结温升高会使得二极管反向恢复时间变长，导致开关管导通瞬时电流很大。为了解决这个问题，在二极管与开关管之间串联了一个小电感。这个小电感可以有效的抑制由于二极管反向恢复时间变长而导致的开关管导通瞬时大电流。

改进的主电路PFC拓扑结构采用了FA5502功率因数控制芯片，当输入电压在85~260V之间变化时，输出电压可保持稳定。FA5502采用推拉输出级，输出电流可达1A以上，因此输出的固定频率PWM 脉冲可直接驱动大功率MOSFET.

3.2 开关变压器电路设计
PWM 技术是指在开关变换过程中通过改变开关时间的长短来保证负载变化时负载上的电压保持不变。

PWM 技术以其结构简单，控制方便获得广泛应用，但是传统的开关技术中，开关管的通断控制与开关管上流过的电流和器件两端的电压无关，开关管的开通和关断是在器件上的电压和电流不为零的状态下强迫进行的，称之为"硬开关".由于功率器件并不是理想的开关器件，器件开关时电压和电流会有一个交叠区，产生开关损耗。当器件工作频率越高，开关损耗就会越严重。

为了解决开关损耗问题，必须保证开关管零电压、零电流开关，同时由于本变压器功率较大，所以采用次级无源箝位ZVZCS全桥变换器。变压器副边采用中央抽头结构，全波整流方式。高压电源的电路图如图4所示。

图4 次级无源箝位ZVZCS全桥变换器原理电路

该电路超前臂和传统的移相控制ZVS-PWM 变换器一样实现零电压开关，由于输出电感参与了超前桥臂的谐振，所以在原边漏感很小的情况下也可以给超前桥臂开关管S1,S3并联电容C1,C3来实现零电压开关。

辅助电路在输出滤波电感磁芯上加一个绕组，当原边向副边传送能量时，由增加的绕组经辅助回路给箝位电容Ch充电。其后当S1关断，原边电压过零期间，Ch经过二极管Dh放电，把电压折射到原边，通过箝位电容的放电，流经变压器原边的电流下降到0,为滞后桥臂提供零电流开关条件。SW1~SW4为IGBT的驱动信号。各开关管的时序和整个电路的工作状态如图5所示。

图5 次级无源箝位ZVZCS变换器工作波形图

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3.3 关于次级箝位ZVZCS电路的几点考虑

3.3.1 关于超前桥臂的零电压开关条件分析
对于超前桥臂而言，只要与开关管并联的电容足够大就可以很好的保证开关管零电压关断。为了实现超前桥臂的零电压开通，要求有足够的能量来使超前桥臂的开关管外部并联的电容充、放电，从而让即将开通的开关管的反并联二极管自然导通。

为了获得超前桥臂的零电压开通，谐振时间和死区时间应满足：

为了保证有足够的能量来使超前桥臂的开关管外部并联的电容充、放电。则（3）式中：

即必须要保证超前桥臂关断时：

虽然超前桥臂的开关管并联电容越大，零电压关断效果越好，但是过大又限制了零电压开关的负载范围。所以Ceq选择应该在开关损耗和负载两者之间折中。同时，减小K、VH,增大Llk都有利于零电压的实现，但增大Llk有恶化副边占空比的丢失。

3.3.2 关于滞后桥臂的零电流开关条件分析
要想保证滞后桥臂的零电流开关，要求在滞后桥臂关断之前原边电流下降到0.原边电流的下降主要发生在次级箝位节段，所以在次级开始箝位时Ch中的能量要能够使Llk上的储能得到全部释放。即：

此时原边电流值为：

由式（6），式（7）式可得：

所以Ch的大小要满足式（8），但Ch过大又增加了给Ch充电的环流，而且Ch要保证在原边向副边传送能量结束之前充电结束。所以Ch应该在保证零电流开关情况下尽可能小。

在滞后桥臂关断之前，要保证ip能够下降到0,则应该满足：

所以，增大VH有利于滞后桥臂零电流的实现，但是VH不能超过输入电压折算到副边的值VIK,而且VH增大又不利于超前桥臂零电压的实现。
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3.3.3 耦合输出电感及输出滤波电感与耦合电感的变比
要保证辅助电路的二极管Dc的软开关，则Ch应该在原边向副边传送能量之前充电完成。

在Ch充电时Llks与Ch谐振，谐振频率：


充电时间为半个谐振周期，在忽略原边漏感的情况下，充电时间要小于2TSDmin,即：

所以，耦合电感的漏感Llks应该满足上式要求。但Llks增大又可以减少变压器原边电流、输出电压电流的纹波，所以Llks应该在满足上式的情况下尽量大。

箝位电容Ch的充电电压值满足如下关系式：

式中：m 为滤波电感与其耦合电感的变比。

为保证二极管Dh在非箝位是不导通，要求VH不能大于VI/K,则：

这种次级无源箝位ZVZCS全桥变换器，由于采用了零电压和零电流软开关有效的抑制了开关损耗，提高了变换效率。采用了全桥变换器拓扑结构，可以满足大功率的需求。但这种电路结构复杂，成本高，并且由于器件多，其可靠性也降低。对于本系统的待机电源和逻辑及控制电源功率比较小，可以采用单端反激式变换器，以降低成本。由于篇幅限制这里不再对单端反激变换器进行分析。

4 结 语

等离子显示器与其他显示器相比，具有体积小，高亮度和高对比度的特点。但等离子显示屏与其他显示屏相比电压驱动比较复杂，所以对电源的要求比较高。

对于等离子显示屏而言，电源是其中关键的一部分，要求输出电压高、输出功率大、纹波系数小和噪声低。本文所设计的PDP电源满足了以上要求。