一、开关电源中浪涌电流抑制模块的应用

　　1 上电浪涌电流

　　目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

　　浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

　　2 上电浪涌电流的限制

　　限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

　　3 上电浪涌抑制模块

　　3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

　　3.2 无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

　　3.3 测试结果

　　A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

　　4 结语

　　开关电源上电浪涌电流抑制模块的问世，由于其外接电路简单，体积小给开关电源设计者带来了极大方便，特别是无限流电阻方案，国内外尚未见到相关报道。同时作者也将推出其它冲击负载（如交流电机及各种灯类等）的上电浪涌电流抑制模块。

　　二、开关电源并联均流实现

　　引言

　　大功率DC/DC开关电源并联中遇到的主要问题就是电流不均，特别在加重负载时，会引起较为严重的后果。普通的均流方法是采取独立的PWM控制器的各个模块，通过电流采样反馈到PWM控制器的引脚FB或者引脚COMP，即反馈运放的输入或者输出脚来凋节输出电压，从而达到均流的目的。显然，电流采样是一个关键问题：用电阻采样，损耗比较大，电流放大后畸变比较大;用电流传感器成本高;用电流互感器采样不是很方便，州时会使电流失真。本文提出了一种新型的、方便的、无损的电流采样方法，并在这种电流检测方法的基础上实现了并联系统的均流。

　　1 一种新的电流采样方法

　　如前所述，在均流系统中一些传统的电流采样力法都或多或少有些缺点。而本文提出的这种新的电流采样力法，既简单方便，又没有损耗。

　　下面以图l所示的Buck电路为例，说明这种新的电流检测方法的原理和应用。

　　电流检测电路由一个简单的RC网络组成，没流过L的电流为iL，流过C的电流为ic，L两端的电压为vL，输出电压为vo上电压为vc，则有vL+iLR1+vo.=vc+icR （1）

　　对式（1）在一个开关周期求平均值得

　　式中：VL是电感上的电压在一个开关周期的平均值，显然VL=O;

　　Vo为输出电压平均值;

　　IL电感电流平均值，等于负载电流ILoad;

　　Ic是电容在一个开关周期内充放电电流的平均值，显然Ic=0;

　　R1为电感的等效串联电阻（ESR）。

　　于是式（2）可化为

　　所以，要检测负载电流及电感电流的大小，只要检测RC网络电容上的电压的大小就行了，这种方法可以很方便、简易、没有损耗地对电流进行采样。

　　2 基于新的电流采样方法的均流原理

　　以两路并联Buck电路为例，如图2所示。

　　由式（3）知，

　　Vc1=IL1R1+V

　　Vc2=IL2R2+V

　　式中：Vc1、Vc2分别为C1和C2上电压的平均值;

　　IL1、IL2分别是L-和L2流过电流的平均值，亦即两路输出电流平均值;

　　R1及R2是滤波电感的等效串联电阻，当在工艺上设计并联电源每路输出电感基本上一样时，可以认为R1=R2。

　　因此，要控制两路电流均流，即要求IL1=IL2，于是，只要控制Vc1=Vc2就行了。所以，电容C1及C2上的电压Vc1和Vc2可以代表两路电流IL1及IL2大小，可用来进行均流控制。

　　这样，便可得到如图3所示的控制框图。

　　3 常用均流方法的分析比较

　　开关电源并联系统常用的均流方法有以下几种。

　　输出阻抗法即Droop（下垂，倾斜）法调节开关变换器的外特性倾斜度（即调节输出阻抗），以达到并联模块接近均流的日的。这种方法是一种简单的大致均流的方法，精度比较低。

　　主从法适用于电流型控制的并联开关电源系统中。这种均流系统中有电压控制和电流控制，形成双闭环控制系统。这种方法要求每个模块问有通讯，所以使系统复杂化，并且当主模块失效时，整个电源系统便不能工作。

　　平均值均流每个并联模块的电流放大器输出端接一个相同的电阻到一条公共母线上，形成平均值母线。当某模块电压比母线电压高时，输出电压下降，反之亦然。

　　最大值均流法和平均值均流法相似，区别只是每路电流通过一个二极管连到一条公共母线上。这种方法其实质是一种“民主均流”方法，电流最大的那个模块自动成为主模块，其他模块为从模块，从而“自动主从控制”。

　　平均值均流和最大值均流法的均流母线断开或者开路都不会影响各个电源模块独立工作，并且是自动均流方法，均流精度比较高。

　　图4为常见均流方法的原理图。如果均流母线是并联模块电流的平均值，则是平均值均流法;如果是并联模块电流的最大值，则是最大值均流法;如果均流母线是并联模块中的主模块的电流，则就是主从均流法。但是，在这些均流方法中，每个模块都需要有一套独立的PWM控制环。

　　4 新的均流方案

　　本文提出的方案是基于前所述的每路加一个简单的RC网络检测其分配的电流大小。电容C两端的电压平均值就可以表征这路模块的电流大小，所以，对系统进行均流控制就是对各路RC网络C上电压进行均压。其均流原理图如图5所示。

　　图5中：Vbus为均流母线电压;

　　Vref为输出电压参考值;

　　Vs为输出电压的采样值。

　　其工作原理和过程如下：

　　通过检测RC网络中C两端的电压，作为电流信号，几路电流信号（本例只有两路）通过一个相同的电阻就得到了平均值均流母线，平均值均流母线电压值与负载有关，表征负载电流的大小。

　　然后将每路采样来的电流信号与母线电压比较，得到误差信号，去修正输出电压参考信号，从而对PWM控制器的占空比输出进行微调，达到均流和稳压的目的。

　　5 实测结果

　　样机是一台DC5V输入，2V/40A输出的4路Buck并联的开关电源，工作频率为200 kHz，带上满载进行测量每一路电流输出，均流效果好，误差在2%以下，电源输出稳定。当输出电流越大，即大功率并联的电源系统中，均流效果越好。

　　6 结语

　　这种方案使电流检测很方便，能高效率、低成本、简单、方便地实现并联系统的均流。

　　三、典型开关电源保护电路

　　多数LED应用利用功率转换和控制组件连接各种功率源，如交流电线、太阳能电池板或电池，来控制LED驱动装置的功率耗散。对这些接口加以保护，防止它们因过流和过温而受损，常常用到具有可复位能力的聚合物正温度系数（PPTC）组件（图）。可以与功率输入串联一个PolySwitch LVR组件，防止因电气短路、电路超载或用户误操作而受损。此外，放在输入端上的金属氧化物变阻（MOV）也有助于LED模块内的过压保护。典型开关电源保护电路：

　　四、基于UC3842的反激式开关电源设计

　　高频开关稳压电源由于具有效率高、体积小、重量轻等突出优点而得到了广泛应用。传统的开关电源控制电路普遍为电压型拓扑， 只有输出电压单闭控制环路， 系统响应慢， 线性调整率精度偏低。随着PWM 技术的飞速发展产生的电流型模式拓扑很快被大家认同和广泛应用。电流型控制系统是电压电流双闭环系统， 一个是检测输出电压的电压外环， 一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环， 具有更好的电压调整率和负载调整率， 稳定性和动态特性也得到明显改善。UC3842是一款单电源供电， 带电流正向补偿， 单路调制输出的高性能固定频率电流型控制集成芯片。本设计采用UC3842 制作一款1 kW 铅酸电池充电器控制板用的辅助电源样机， 并对其进行工作环境下的测试。

　　1 UC3842 的工作原理

　　UC3842 内部组成框图如图1所示。其中： 1 脚是内部误差放大器的输出端， 通常此脚与2 脚之间接有反馈网络， 以确定误差放大器的增益和频响。2 脚是反馈电压输入端， 将取样电压加到误差放大器的反相输入端， 再与同相输入端的基准电压（ 一般为2.5 V） 进行比较， 产生误差电压。3 脚是电流检测输入端， 与取样电阻配合， 构成过流保护电路。当电源电压异常时， 功率开关管的电流增大， 当取样电阻上的电压超过1 V时， U C3842 就停止输出， 可以有效地保护功率开关管。4 脚外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容， 决定振荡频率。5 脚接地。6 脚是输出端， 此脚为图腾柱式输出， 能提供±1A 的峰值电流， 可驱动双极型功率开关管或MOSFET.7 脚接电源， 当供电电压低于16 V 时， UC3842 不工作， 此时耗电在1 mA 以下。输入电压可以通过一个大阻值电阻从高压降压获得。芯片工作后， 输入电压可在10~ 30 V 之间波动， 低于10V 则停止工作。工作时耗电约为15 mA.8 脚是基准电压输出， 可输出精确的5 V 基准电压， 电流可达50mA.由图1（ b） 可见， 它主要包括误差放大器、PWM 比较器、PWM 锁存器、振荡器、内部基准电源和欠压锁定等单元。U C3842 的电压调整率可达0.01% ， 工作频率为500 kHz.

　　图1 UC3842 管脚图和内部结构图

　　2 反激变换器的设计

　　此次设计的反激变换器是从1 kW 充电器全桥开关电源初级侧高压直流部分取电作为输入电压。反激变换器预定技术指标如下。

　　输入电压： 240~ 380 V DC; 输出电压： 12 V DC; 输出电流： 2 A； 纹波电压： ±500 mV；输出功率： 25 W；效率： 85% ；开关频率： 65 kHz；占空比：小于40%。

　　如图2 所示， 电路由主电路、控制电路、启动电路和反馈电路4 部分组成。主电路采用单端反激式拓扑，它是升降压斩波电路演变后加隔离变压器构成的，该电路具有结构简单， 效率高， 输入电压范围宽等优点。工作模式选择在断续模式到临界模式之间。功率开关管选用N？？MOSFET STP9NK70ZFP（ 700 V， 5 A）。次级整流二极管选用肖特基二极管SR540（ 40 V， 5 A） 。

　　控制电路是整个开关电源的核心， 控制的好坏直接决定了电源整体性能。这个电路采用峰值电流型双环控制，即在电压闭环控制系统中加入峰值电流反馈控制。电路电流环控制采用UC3842 内部电流环，电压外环采用T L431 和光耦PC817 构成的外部误差放大器，误差电压直接送到UC3842 的1 脚。误差电压与电流比较器的同相输入端3 脚经采样电阻采集到初级侧电流进行比较，从而调节输出端脉冲宽度。2 脚接地。R4， C5 是UC3842 的定时元件， 决定UC3842 的工作频率，此设计中R4= 5.6 kΩ ，C5= 3300 pF.当UC3842 的1 脚电压低于1 V 时，输出端将关闭；当3 脚上的电压高于1 V 时，电流限幅电路将开始工作，UC3842 的输出脉冲中断。开关管上波形出现“打嗝”现象，从而可以实现过压、欠压、限流等保护功能。

　　图2 系统原理图

　　3 反馈回路参数的计算

　　反馈电路采用精密稳压源TL431 和线性光耦PC817 构成外部误差电压放大器。并将输出电压和初级侧隔离。如图2 所示， R11、R12 是精密稳压源的外接控制电阻， 决定输出电压的高低， 和T L431 一并组成外部误差放大器。当输出电压Vo 升高时， 取样电压VR 13 也随之升高， 设定电压大于基准电压（TL431 的基准电压为2.5 V） ， 使TL431 内的误差放大器的输出电压升高， 致使片内驱动三极管的输出电压降低， 使输出电压Vo 下降， 最后V o 趋于稳定； 反之， 输出电压下降引起设定电压下降， 当输出电压低于设定电压时， 误差放大器的输出电压下降， 片内驱动三极管的输出电压升高， 最终使UC3842 的脚1 的补偿输入电流随之变化， 促使片内对PWM 比较器进行调节， 改变占空比， 达到稳压的目的。

　　从TL431 技术资料可知， 参考输入端的电流为2 μA， 为了避免此端电流影响分压比和避免噪声的影响， 通常取流过电阻R13 的电流为T L431 参考输入端电流的100 倍以上［ 6］ ， 所以：

　　这里选择R13= 10 k Ω，根据TL431 的特性可以计算R12：

　　其中， TL431 参考输入端电压Uref= 2.5 V。

　　TL431 的工作电流Ika 范围为1~ 150 mA， 当R9 的电流接近于零时， 必须保证I ka 至少为1 mA， 所以：

　　其中， 发光二极管的正向压降Uf= 1.2 V。

　　UC3842 的误差放大器输出电压摆幅0.8 V《 Vo《 6 V， 三极管集射电流I c受发光二极管正向电流If 控制， 通过PC817 的Vce与I c关系曲线（ 图3） 可以确定PC817 二极管正向电流I f 。由图3可知， 当PC817 二极管正向电流I f 在7 mA 左右时， 三极管的集射电流I c在7 mA 左右变化， 而且集射电压Vce 在很宽的范围内线性变化， 符合UC3842 的控制要求。

　　图3 PC817 集射极电压Vce与二极管正向电流If 的关系图

　　PC817 的电流传输比CTR= 0. 8~ 1. 6， 当I c= 7mA 时， 考虑最坏的情况， 取CT R= 0.8， 此时要求流过发光二极管最大电流：

　　所以：

　　其中， Uka为TL431 正常工作时的最低工作电压， Uka = 2.5 V.发光二极管能承受的最大电流为50 mA，TL431 最大电流为150 mA， 故取流过R9 的最大电流为50 mA。

　　R9 的取值要同时满足式（ 5） 和式（ 6） ， 即162《 R9《 949， 可以选用750Ω 。

　　4 基于MOS 管最大耐压值的反激变压器设计

　　由变换器预定技术指标可知变压器初级侧电压Vdcmin= 240 V， Vdcmax= 380 V， 预设效率η= 85%， 工作频率f = 65 kHz， 电源输出功率P out= 25 W。

　　变压器的输入功率：

　　根据面积乘积法来确定磁芯型号， 为了留有一定裕量， 选用锰锌铁氧体磁芯EE25/ 20， 电感量系数A L=1 750 nH/ N2 ， 初始磁导率μi= 2 300， 有效截面积A e= 42. 2 mm2 。

　　因为所选的MOS 管的最大耐压值V MOSmax= 700 V.在150 V 裕量条件下所允许的最大反射电压：

　　最大占空比：

　　初级电流：

　　初级最大电感量：

　　其中， f 是开关频率， Hz.

　　初次级匝数比：

　　初级匝数：

　　其中， 磁感应强度Bw= 0？？ 23 T ; 由于此变换器设计在断续工作模式k= 1（ 连续模式k= 0.5）。

　　磁芯气隙：

　　次级匝数：

　　辅助绕组匝数：

　　其中， Va 是辅助绕组电压， V 。

　　为了减小变压器漏感， 采用夹心式绕法， 初级绕组分N p1 （ 78 T ） 和N p2 （ 78 T） 两部分绕制， 如图4 所示， Np1 绕在骨架最里层， 次级绕组N s绕在N p1和N p2之间， 辅助绕组绕Na 在最外层。

　　图4 变压器绕制示意图

　　5 样机测试结果及分析

　　直流输入电压300 V 时所测结果如图5 所示。

　　图5 MOSFET栅源极电压波形图

　　从图5 可以看出： 开关管驱动脉冲前沿电压比较陡峭， 电压上升很快， 而且上升沿有一定过冲， 可以加快开关管的开通， 驱动电平适中， 满足驱动要求。开关管驱动脉冲占空比随着负载的加大而增大， 以满足输出电压的需要。带载2 A 时， 占空比达到31.33% 。

　　图6 MOSFET 漏源极间电压波形图

　　从图6 可以看出： 当负载为额定负载2 A 时， 变换器可靠地工作在断续模式。继续加大负载可以看到变换器的工作状态从断续模式到连续模式的过渡过程。钳位电路经调试以后， 使漏源极电压小于MOSFET的最大耐压750 V， 并有一定余量， 从而保护了MOSET ， 延长使用寿命。

　　如图7 所示， PWM 控制器U C3842 从采样电阻取得的流经MOSFET 电流波形。2 A 额定负载下峰值0. 93 V， 小于1 V， 控制器内部限幅电路不工作， 变换器可以稳定工作。大于1 V 时， 控制器会关闭驱动输出， 变换器停止工作。实现过载保护功能。

　　图7 3 脚C/ S 端电流检测波形图（ 带载2 A 时）

　　从图5 -图7 可以看到， 从轻载到重载的负载条件过渡中， 所设计的变换器从电流断续模式到电流临界连续模式下工作。满载效率87？？ 8%， 负载调整率2？？ 5% ，电压调整率0？？ 056% 。测试结果证明样机工作稳定可靠， 具有良好的静动态特性而且符合预定的性能指标。

　　五、开关电源中浪涌电流抑制模块的应用

　　1 上电浪涌电流

　　目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

　　浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。

　　2 上电浪涌电流的限制

　　限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

　　3 上电浪涌抑制模块

　　3.1 带有限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　将功率电子开关（可以是MOSFET或SCR）与控制电路封装在一个相对很小的模块（如400W以下为25mm×20mm×11mm）中，引出3～4个引脚，外接电路如图6（a）所示。整流器上电后最初一段时间，外接限流电阻抑制上电浪涌电流，上电浪涌电流结束后，模块导通将限流电阻短路，这样的上电过程的输入电流波形如图6（b）所示。很显然上电浪涌电流峰值被有效抑制，这种上电浪涌电流抑制模块需外接一限流电阻，用起来很不方便，如何将外接电阻省掉将是电源设计者所希望的。

　　3.2 无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块

　　有人提出一种无限流电阻的上电浪涌电流抑制电路如图7（a）所示，其上电电流波形如图7（b）所示，其思路是将电路设计成线形恒流电路。实际电路会由于两极放大的高增益而出现自激振荡现象，但不影响电路工作。从原理上讲，这种电路是可行的，但在使用时则有如下问题难以解决：如220V输入的400W开关电源的上电电流至少需要达到4A，如上电时刚好是电网电压峰值，则电路将承受4×220×=1248W的功率。不仅远超出IRF840的125W额定耗散功率，也远超出IRFP450及IRFP460的150W额定耗散功率，即使是APT的线性MOSFET也只有450W的额定耗散功率。因此，如采用IRF840或IRFP450的结果是，MOSFET仅能承受有限次数的上电过程便可能被热击穿，而且从成本上看，IRF840的价格可以接受，而IRFP450及IRFP460则难以接受，APT的线性MOSFET更不可能接受。

　　欲真正实现无限流电阻的上电浪涌电流抑制模块，需解决功率器件在上电过程的功率损耗问题。作者推出的另一种上电浪涌电流抑制模块的基本思想是，使功率器件工作在开关状态，从而解决了功率器件上电过程中的高功率损耗问题，而且电路简单。电路如图8（a）和图8（b）所示，上电电流波形如图8（c）所示。

　　3.3 测试结果

　　A模块在400W开关电源中应用时，外壳温升不大于40℃，允许间隔20ms的频繁重复上电，最大峰值电流不大于20A，外形尺寸25mm×20mm×11mm或　　35mm×25mm×11mm。

　　B模块和C模块用于800W的额定温升不大于40℃，重复上电时间间隔不限，上电峰值电流为正常工作时峰值电流的3～5倍，外形尺寸35mm×30mm×11mm或者50mm×30mm×12mm。

　　模块的铝基板面贴在散热器上，模块温度不高于散热器5℃。

　　4 结语

　　开关电源上电浪涌电流抑制模块的问世，由于其外接电路简单，体积小给开关电源设计者带来了极大方便，特别是无限流电阻方案，国内外尚未见到相关报道。同时作者也将推出其它冲击负载（如交流电机及各种灯类等）的上电浪涌电流抑制模块。

　　六、开关电源中电磁干扰的抑制方法

　　引言

　　随着开关电源技术的不断发展和日趋成熟，各个应用领域对开关电源的需求也不断增长，但是，开关电源存在严重的电磁干扰（）问题。它不仅对电网造成污染，直接影响到其它用电电器的正常工作，而且作为辐射干扰闯入空间，对空间也造成电磁污染。于是便产生了开关电源的电磁兼容（EMC）问题。电磁兼容是指设备或系统在其电磁环境中能正常工作且不对该环境中任何事物构成不能承受的电磁骚扰的能力。

　　开关电源的电磁干扰可分为传导干扰和辐射干扰两大类。传导干扰通过交流电源传播，频率低于30 MHz。辐射干扰通过空气传播，频率在30MHz以上。

　　本文针对一种桌面式180W塑壳开关电源（负载是12V／15A的半导体制冷冰箱，电源外形大小205mm×90mm×62mm）所存在的电磁干扰超标问题，从原理上进行了分析，并探讨了解决方案。

　　1 180 W开关电源的电路结构分析与电磁干扰测试

　　1．1 主电路与结构布局分析

　　该开关电源的电路原理如图1所示。

　　电容滤波整流器功率因数低，整流二极管导通时间较短，滤波电容充电电流瞬时值的峰值大，整流后的电流波形为脉动状，产生高的谐波电流。

　　半桥电路中高频导通和截止的S1、S2、D3、D4和变压器T1是开关电源的主要骚扰源，产生高频高压的尖峰谐波振荡，该谐波振荡产生的高次谐波，通过开关管与散热器问的分布电容传入内部电路或通过散热器及变压器向空间辐射。

　　该开关电源的内部布局如图2所示，左边是交流电源输入和直流输出，靠左边上下两侧留有通风孔，风机在右边，采用向外抽风方式散热，保证塑壳内的热量及时排出，避免热量在塑壳内积聚。该布局的优点是通风路比较通畅，但也存在缺点—输入输出接口安装得较近，在它们之间容易产生空间耦合，形成辐射骚扰。

　　1．2 电磁干扰测试

　　表l所列为测得的7～21次谐波电流的数值，其中11、15、17次谐波电流都超标。

　　辐射骚扰预测结果在30～50MHz和100MHz处超出限值，如图4所示。

　　2 电磁干扰的抑制

　　2．1 谐波电流的抑制

　　采用功率因数校正可以解决谐波电流超标的问题。有源功率因数校正采用Boost升压PFC电路，功率因数提高到O．99以上，使得谐波电流很小，但电路复杂，成本也不低，而且电路中的开关管和高压整流二极管的开关噪声将成为新的骚扰源，使整机的EMI达标增加了难度。

　　考虑到在交流输入电压（AC 220～250V）范围内，满足电压调整率情况下，适当减小滤波电容，输入串联电阻可以在一定程度上降低滤波电容充电电流瞬时值的峰值，满足谐波电流限值，且功率损耗在可以接受的范围之内，整机电源效率下降不多，也不失为较好方法。采用这一方法后实测谐波电流值如表2所列。

　　2.2传导骚扰的抑制

　　传导噪声主要来源半桥中功率开关管S1及S2以频率25 kHz交替工作，功率开关管集电极发射极电压Uce和发射极电流，。波形接近矩形波。傅立叶分析表明，矩形波脉冲具有相当宽的频率带宽，含有丰富的高次谐波，脉冲波形的频谱幅度在低频段较高。另外，功率开关管在截止期间．高频变压器绕组漏感引起的电流突变，也会产生尖峰干扰。

　　输入滤波器是为变换器的电磁骚扰电平和外界的电磁骚扰源设计的一种低阻抗通道（即低通滤波器），以抑制或去除电磁骚扰，达到电磁兼容的目的。

　　如图5所示，输人滤波器是由电感（LFI、LF2）和CY电容（C4、C5）及Cx电容（C1、C2、C3）组成的低通滤波器电路构成。对频率较高的噪声信号有较大的衰减。C1、C2、C3是滤除共模干扰的电容，C4、C5是滤除差模干扰的电容，LF1、LF2是共模线圈。

　　图3中低频传导干扰（O.15～lMHz范围）超标，共模噪声的主要骚扰源是功率开关管，低频传导干扰抑制以增加共模电感的电感量为主，当共模电感从原设计的15mH增加到24mH时，低频传导干扰最大处下降30dB，得到了显著改善。如图6所示。

　　输入滤波器对20MHz以下噪声抑制有明显的效果。理想输入滤波器是低通滤波器，但实际上是带阻滤波器

　　当开关电源频率增加时，所需的共模电感可大大减小，共模电感体积也减小。但是，开关电源在20MHz以上频带的辐射噪声份量有所增加，给辐射骚扰的达标带来麻烦。开关频率和共模电感的关系如表3所列。

　　由于共模电感线圈存在寄生电容，高频噪声成分经过寄生电容向外发射骚扰，故使用单个大感量共模电感不容易达到好的高频滤波效果，一般采用两个共模电感，同样的电感量抑制高频噪声很见效，将有6dB以上的差值。

　　Cx电容器高频阻抗频率特性是一个关系电磁骚扰抑制效果的重要参数。电容器在高频使用时等效为r（等效串联电阻）+c+L（等效串联电感）电路。由于电容器自身的固有电感（即等效串联电感）存在，在频率低的范围，电容器电抗呈容性，在频率高的范围，电容器电抗呈感性，这时抑制骚扰的能力就明显下降。电容器的固有引线电感越小和骚扰源的高频内阻抗越大，则抑制骚扰的效果越好。

　　首先，从电磁骚扰源产生的机理人手，查找辐射骚扰源的所在，从根本上降低其产生辐射骚扰噪声的电平。在输出电压比较低的情况下，输出整流器和平滑电路的干扰可能比较

　　严重+通过减小环路面积可以抑制di／dt环路产生的磁场辐射。整流及续流二极管工作在高频开关状态，也是个高频骚扰源。二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压及电流变化率下，且产生高频振荡，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。

　　C4及Cs的引线和连接地引线应尽量短，以使接地阻抗尽量小，噪声能经过电容旁路到地线，C4及C5取较大电容量滤波效果好，但是，随着电容量的增加泄漏电流也增加了，而泄漏电流值是电气安全中的重要指标，决不允许超过规定数值一一般的漏电流限制是3.5 mA，此桌面式塑壳开关电源属手持式设备，最大漏电流限制为O．75 mA，实测值为O.55mA。

　　电源输入线缆要短，滤波器尽量靠近输入端口，避免滤波器输入输出发生耦合，而失去滤波作用。接地尽量简短可靠，减小高频阻抗，使干扰有效旁路。经过数次整改后，得到满意的结果如图7所示。

　　2．3辐射骚扰的抑制

　　辐射骚扰足指由任何部件、天线、电缆或连接线辐射的电磁干扰。

　　通常在电路元件布局上，应尽量使输入交流和输出直流插座（包括引线）分开并远离。采用一端输入另一端输出是．种合理的布局。但考虑电源内部散热通风，该电源采用图2的散热结构。不可回避的问题是输入输出线缆之间可能发生空间耦合，当有高频传导电流通过时就会产生强烈的辐射。

　　首先，从电磁骚扰源产生的机理入手，查找辐射骚扰源的所在，从根本上降低其产生辐射骚扰噪声的电平。在输出电压比较低的情况下，输出整流器和平滑电路的干扰可能比较严重，通过减小环路面积可以抑制di／dt环路产生的磁场辐射。整流及续流二极管工作在高频开关状态，也是个高频骚扰源。二极管的引线寄生电感、结电容的存在以及反向恢复电流的影响，使之工作在很高的电压及电流变化率下，且产生高频振荡，二极管反向恢复的时间也越长，则尖峰电流的影响也越大。

　　铁氧体磁环和磁珠使用方便，价格便宜，抑制电磁干扰效果明显。铁氧体电感的等效电路为由电感L和电阻R组成的串联电路，L和R都是频率的函数。电阻值随着频率增加而增加，这样就构成了一个低通滤波器。低频时R很小，L起丰要作用，电磁干扰被反射而受到抑制；高频时R增大，电磁干扰被吸收并转换成热能，使高频干扰大大衰减。不同的铁氧体抑制元件，有不同的最佳抑制频率范围。通常磁导率越高，抑制的频率就越低。此外，铁氧体的体积越大，抑制效果越好。在体积一定时，长而细的形状比短而粗的抑制效果好，内径越小抑制效果也越好。铁氧体抑制元件应当安装在靠近干扰源的地方。对于输入、输出电路，则应尽量靠近屏蔽壳的进、出口处。

　　整流二极管使用肖特基二极管，其阳极套铁氧体磁珠（φ3.5×φ1．3×3．5），直流输出线缆用铁氧体磁环绕（φ13．5×φ7.5×7）2.5圈且靠近出口处。整改后辐射干扰最大处下降了约lOdB，但40MHz和100 MHz处余量较小，准峰值测试仅有5dB裕量。考虑到认证过程繁琐，周期长，而且各个认证检测服务中心之间允许有2～3dB的误差，产品的预测应在6dB以上的裕量为合适，如图8所示。

　　铁氧体磁珠、铁氧体磁环的使用对骚扰源噪声的抑制有了较大改善，如仍还不能满足要求，只好采用屏蔽措施，在输入输出之间用2mm厚的铝板隔离，以切断通过空间耦合形成的电磁噪声传播途径。结果辐射骚扰噪声裕量达到了12dB以上，抑制噪声效果相当明显。通过以上措施大3m法电波暗室与IOm法电波暗室测试规定限值的转换：由于标准GB9254认定ITE（信息技术设备）在10m测量距离处得到辐射骚扰限值，而较多的EMC检测服务中心是在3m电波暗室内测试，因为场强大小与距离成反比，所以在3m法中测得的噪声电平比在10m法时的噪声电平值要下降10 dB。

　　图4、图8、图9是由3m法电波暗室测得，其辐射骚扰限值为30～230MHz准峰值限值40dB，230～1000MHz准峰值限值47dB。图10是由10m法电波暗室测得，图9与图lO比较，辐射噪声波形相差不多。仅在儿个频率点的噪声电平略有增加。

　　3 结语

　　经过以上的整改后，再次测试l80W电源的电磁兼容完全达到了设计要求。在电源设计初期解决EMI问题，结构尚未定型，可选用的方法多，有利于降低成本。

　　除以上所述的抑制措施外，还有其它一些方案，但设计方案都要兼顾电源成本。

　　与EMI相关的因素多且复杂，仅做到上述的几点是远远不够的，还有接地技术、PCB布局走线等都是很重要的。电磁兼容的设计任重而道远，我们要不断进行研究，以使我国的电子产品电磁兼容水平与国际同步。