1 引言

　　目前，PWM功率变换技术得到了广泛的应用。对于工作在硬开关状态下的PWM逆变器，由于其开关损耗大，并且产生严重EMI，难以满足开关电源高频化、绿色化的要求。为克服硬开关的不足，软开关技术得到迅速的发展，特别是DC/DC变换器移相软开关技术已趋于成熟。但对于DC/AC变换器，由于考虑其输出波形质量等因素，目前，还没有真正意义上的软开关产品出现。虽然也出现过一些DC/AC变换器拓扑和软开关控制技术［1］［2］［3］，但这些方法还不能真正走向实用。

　　文献［4］介绍了用谐振电路实现软开关，是一种比较好的方法，然而这一技术需要跟踪电路中的电压和电流，在电压和电流过零处实现软开关，这必然使电路变得复杂。为较好地解决这一难题，文献［5］介绍了利用电感换流的非谐振软开关PWM技术，然而这一技术只适用于双极性电压控制的DC/AC变换器电路。在分析文献［5］的基础上，本文设计出了一种适用单极倍频SPWM［6］软开关DC/AC变换器电路。

　　2 单极倍频SPWM软开关DC/AC变换器主电路

　　2.1 主电路结构

　　图1所示为新型单极倍频SPWM软开关DC/AC逆变器主电路原理图。图2为其主要工作波形。该电路在硬开关SPWMDC/AC逆变器的基础上添加了电容C1，C2，C3，C4，Cr1，Cr2，CE1，CE2电感Lr1，Lr2，其中电容C1=C2=C3=C4，Cr1=Cr2，电感Lr1=Lr2，大容量电解电容CE1=CE2视为恒压源。这些元件为电路中的4只功率管实现零电压开关（ZVS）创造了条件。

　　图1 主电路结构

　　图2 主电路主要工作波形

　　2.2 软开关的实现原理

　　以下公式中的电压、电流方向以图1中的参考方向为准。并假设负载电流io连续。

　　1）工作模式1（t0－t1时间段）

　　在这一时间段中S1及S3导通，S2及S4关闭，iLr1从电源ED的正极经过S1，Cr1，Lr1，CE2，到ED的负极并逐渐增大；同时电容CE1经过S3，Cr2，Lr2继续放电，放电电流iLr2继续上升，在t1时刻iLr2达到最大，即

　　iLr2（ωt1）=αIomsinωt1－（1－α2sin2ωt1）（1）

　　式中：α为调制比；Iom为负载电流最大值，Iom=ED/RL；ω=2πfc，fc为载波频率。

　　对应的等效电路拓扑见图3（a）。

　　2）工作模式2（t1－t2时间段）

　　在此时间段，功率管S1继续导通，iLr1继续增大。t1时刻S3关断，集电极电流i3从开关管S3转换到缓冲电容C3，为C3充电，C3上的电压从零开始上升，S3实现零电压关断；同时，存储在C4上的能量通过Cr2，Lr2，CE2回路放电，其等效电路拓扑如图3（b）。从图可看出，C3充电回路与C4放电回路参数相同。因此，在t=t2时刻，vC3=ED，vC4=0。充放电时间t21为

　　t21=t2－t1=（2）

　　3）工作模式3（t2－t3时间段）

　　在t=t2时刻D4导通，为循环电流iL2的续流提供通路，vC4被箝位于零，即vC4=0。若在iL2=0之前，S4的触发信号到来，S4实现零电压开通。其等效拓扑如图3（c）所示。

　　4）工作模式4（t3－t4时间段）

　　在t3时刻S4零电压开通。循环电流iL2继续通过D4续流，在t4时刻续流完毕。续流时间t41为

　　t41=t4－t1=－（3）

　　其等效电路拓扑如图3（d）。

　　5）工作模式5（t4－t5时间段）

　　t4时刻后，S4的集电极电流从零开始上升。电源ED为负载提供能量。其等效电路拓扑如图3（d）。

　　（a） t0－t1

　　（b） t1－t2

　　（c） t2－t3

　　（d） t3－t4

　　图3 各种模式下的等效电路拓扑

　　在t5时刻，S1关断，缓冲电容C1的存在，S1实现零电压关断。t5时刻之后，电路进入开关周期的下半周期，其工作模式同上。