电路设计

该多频带LNA总体电路如图1所示，由于1.8GHz、1.9GHz和2GHz频段很靠近，因此考虑设计一个0.9/ 1.9GHz的双频段LNA，以1.9GHz为中心频率，适当增大其带宽，使其覆盖1.8～2GHz，最终实现所需要的四频段LNA。

图1 整体电路图

1 噪声分析

高频下MOSFET的噪声主要包括漏电流噪声和栅电流噪声。对图1中带有源极电感的共源MOSFET进行噪声分析，得噪声系数为：

　 (1)

其中，R_s为信号源电阻；Z_t＝Z_g＋Z_s＋Z_gs，Z_g和Z_s为连接到栅极和源极的阻抗，Z_gs是连接输入管栅漏两端的阻抗，一般为1/jωCgs；，为MOSFET的栅电流噪声， ，为漏电流噪声。

在功耗限制和阻抗匹配条件下，输入级品质因数Q_s≡1/ωC_gsR_s在3.5～5.5之间时噪声系数能达到最小值，如式（2）所示。可以看到，理论上噪声只能在一个频率点下达到最优，而不可能同时在多个频率下具有最小值。随着频率ω的增大，噪声将变大。因此对于0.9GHz和1.9GHz两个频段而言，为了达到噪声系数的平衡，选择在噪声较差的高频段1.9GHz处进行噪声匹配，由此可确定C_gs大约为 0.48pF，对应的输入管尺寸为650μm（W）×0.35μm（L）。

F_min≈1＋2.3ω/ωT（　2）

2 输入阻抗匹配

与传统的单频段LNA相比，本LNA的输入阻抗匹配网络必须同时在多个频段下匹配到50Ω。图2(a)所示为采用源端电感负反馈结构的输入阻抗匹配网络，其等效电路如图2(b)所示。其包括两个LC槽，其中，L₀′=L_g＋L_s，C₀′＝C_gs。输入阻抗可表示为：

(3)

图2（a） 输入阻抗匹配网络

图2（b） 输入阻抗匹配网络等效电路

根据阻抗匹配条件，可得出在多个频率下，输入阻抗的实部和虚部需满足以下条件：

g_m1_ls/C_gs=50Ω　　 (4)

(5)

求解式(5)，可得两个不同的ω值，ω1和ω2。因此，该输入网络在两个频段ω1和ω2下均可满足阻抗匹配的要求。

(6)

本设计中ω1和ω2的期望值分别为0.9GHz和1.9GHz，满足这两种频率下谐振的元件值L₀、L₀’、C₀、C₀’将不止有一组。而在实际设计所采用的工艺库中，电感值是一系列分离值，因此必须结合实际电感值进行选取。最终实现的元件值是L₀=7.23nH，C₀=2.5pF，L_g=10.5nH，L_s=1.14nH。

3 输出阻抗匹配

输出阻抗网络的设计与输入阻抗网络的设计类似，应考虑在多个频段下实现良好的匹配，同时输出级的设计还要满足增益的要求。图3(a)为本设计中的输出网络，其分为三部分， A1部分提供大的输出阻抗，以实现较高的增益；A2和A3共同实现双频带，A2负责阻抗下变换，将阻抗实部匹配到50Ω，A3则对虚部进行共轭匹配。

图3（a） 输出网络

图3（b） 等效输出网络

将输出网络等效为如图3(b)所示的形式，可得：

　　　　 (7)

　　　　 (8)

其中，Q₁=ωL₁/R₁。

在输出网络的设计中，R₁’越大，增益越大，Q₁也越大，但此时R₁就越小，输出网络带宽变小。由于高频段的设计是以1.9GHz为中心频率，输出网络的设计需使其具有足够的带宽覆盖1.8～2GHz，因此与L₁串联的电阻R₁的选取要使增益与输出网络带宽达到一定的平衡。

最终实现的元件值为L₁=5.58nH，R₁=15Ω，C₁=1.6pF，L₂=4nH，C₂= 5.14pF，L₃=8nH，C₃=16.2pF。

仿真结果

基于TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS射频工艺库，采用Cadence的SpectreRF仿真器对所设计的多频段LNA进行仿真，得到0.9/1.8/1.9/2GHz四频段下LNA主要性能指标如图4所示。

图4（a）S₂₁指标

图4（b）S₁₁和S₂₂指标

图4（c） 噪声系数NF

图4(a)为LNA的增益S₂₁，由图可看出，在感兴趣的频段内，LNA的增益均大于10dB，且带内波动控制在0.4dB左右。图4(b)所示为LNA输入反射系数S₁₁和输出反射系数S₂₂，与0.9GHz处相比，1.9GHz附近的频带宽度被适当的展宽，覆盖了1.8～2GHz，所需频段处S₁₁和S₂₂均在-10dB以下。在本设计中为了达到高低频下噪声的平衡，考虑在高频处进行噪声匹配。图4(c)为LNA的噪声系数NF和最小噪声系数NFmin，结果表明在所希望的高频处(约1.8GHz)确实实现了噪声的最优化，同时四个频段下的噪声系数都较为平衡，均小于3.3dB。

表1综合列出了各频段下的仿真性能指标。