零交叉检测 (ZCD) 引脚对变压器辅助绕组进行零电流检测。当 ZCD 电压低于VZCD（TRIG）电平时，内部 RS 触发器便向 IDLY 延迟模块发送一个 ZCD 信号，触发下一个开关周期。该引脚的双层检测 (ARM/TRIG)，可以确保开关 FET 在隔离变压器二次侧零电流时“开启”。图 5 显示了开关 FET“漏电流”的典型开关波形图。控制器还会为 ZCD 检测提供 300ns 的空余时间，以避免出现任何可能的振铃影响。
 
为了降低转换器工作期间的 EMI 和开关损耗，TPS92310 控制器使用了一个 DLY 引脚。连接一个外电路电阻器，可以很容易地控制延迟计时器。利用这种 IDLY 引脚，转换器可以确保变压器绕组零电流，无需“开启”主开关 FET。必须根据隔离变压器主绕组电感和开关 FET 漏极充电之间的谐振频率，来考虑预设延迟计时器值。利用下列方程式，我们可以计算得到Tdly：
(2)
其中：
Lp=变压器一次绕组电感
Coss=MOSFET 输出电容
Tdly 用于控制 VCOMP 的放电时间，因此它必须由连接 DLY 引脚的外部电路电阻器来设置，如图 6 所示。
 

图 5 典型开关波形
 

图 6 Tdly 设置曲线
 
ZCD 引脚同时也用作输出过压保护。辅助绕组上的正电压呈现为输出LED 电压，会被外部分压式电阻器检测到，如图 7 所示。ZCD 引脚上的过压超出 OVP 阈值 3 个周期。驱动输出应被关闭，并且控制器实施重启模式。OVP 电压的计算方法如下：

其中：
Ns=辅助绕组匝数
Na=输出绕组匝数
VD=输出整流器的正向电压
 
辅助绕组上的负电压代表输入电压的反射电压，因此，当选择 RU 时，需考虑电阻器的功耗。0.2mA 到 0.5mA 的电流较为合适。把一个二极管连接至　ZCD 引脚，以将这种负电压控制在 1V 以下。我们总是会在 ZCD 引脚和 GND 之间连接一个小容量电容器 C，目的是消除可能出现的振铃影响，确保精确的 OVP，并实现适合的谷值开关接通。
 

图 7 ZCD 引脚连接电路
1.5 输出短路保护

TPS92310 控制器工作在电压模式控制下，需要使用逐周期限制，以实现 OCP 和 SCP。在这种隔离式反激结构中，控制器提供两种具有不同 OCP 阈值（0.64V 和 3.4V）的恒定导通时间模式。利用如下方程式，可以计算出主电流的检测电压大小：

其中：
REF=控制器的 0.14
VLED = 12 V
VD = 0.8 V
Vin_min = 127 Vdc
本设计中，Vor 约等于 85V，也即 Nx(VLED + VD)
η=效率，低线压时估算得到约 0.8
 
对于这种传统型反激设计，Visns 约为 0.53 V。
 
由于 Vin_min 电压固定，而 Vor 设计电压也几乎固定不变，因此，当 LED电压不同时，Visns 几乎为恒定。检测电压低于 OCP 阈值，因此我们可以配置 0.64 V OCP 阈值的恒定导通时间模式，实现优异的输出短路保护。这种模式可以用于所有传统反激设计中。为了避免输出短路期间 ZCD 检测的振铃干扰，必须在 ZCD 引脚和 GND 之间连接一个小容量电容器，以消除伪 ZCD 检测。一个 10-Pf 电容器较为适合于这种设计。图 8 显示了输出短路波形。
 

图 8 输出短路保护 (SCP) 波形
 

1.6 外部线压调节补偿

由于控制器固有的传播延迟，高线压和低线压下存在不同的峰值电流，如图 9 所示。相同传播延迟情况下，相比低线压输入电压，高线压输入电压会产生更高的电流差。根据方程式 1，输入电流检测误差会影响 LED 电流，导致线压调节效果不是很好。当输入电压从低线压变为高线压时，有两种方法可以改善线压调节：
 
1、     添加一个快速关闭电路（如图 10 所示）。它可以减少 MOSFET 开关延迟，并改善本设计中 230 Vac 的 5 mA 电流容限。
2、     添加一个输入电压检测电路（如图 11 所示），以缩短高线压下的导通时间；通过调节 R17 至 110 Vac 和 230 Vac 线压，达到理想的高电流精确度。R19、R19 和R20判定LED电流的拐点。图 12 显示了使用外部补偿的线压调节比曲线。

图 9 固有传播延迟

图 10 快速关闭电路
 

图 11 外部线压调节补偿电路
 

图 12 线压调节补偿曲线