当今主流的下变频接收方式主要是中频接收技术，具体为：将射频信号首先转化为中频信号，然后再转化为基带信号进行处理。对射频信号直接进行采样在技术上还很难实现，而且成本上也不合算。在当前变换的研究中，大部分应用都是先将射频信号变换到中频，再对模拟信号进行数字化，然后采用数字下变频技术和多速率信号处理技术对信号进行后续处理。

1、正交架构理论分析

正交ADC架构框图如图1所示。

首先，射频输入信号为实数，表示如下：

如果对两路输出都进行数字化，则输入带宽可以翻一倍，这一点可以从时域或频域进行解释：在时域中，如果采样频率为fs，则当达到最高输入频率时，必须能在一个周期内获得两个采样样本，以满足奈奎斯特采样速率，那么，最高输入频率则为fs／2，如果还有一个Q信道，则将采集到多于两个样本，所以最高输入频率可以扩展到fs。从频域来说，如果输入为实数，则输出具有正频率分量和负频率分量，则非模糊的最高频率为fs／2；对于复数来说，因为没有负频率分量，所以最高输入频率可以扩展到fs。但是当变频器覆盖一个较宽的带宽时，I信道与Q信道可能出现不平衡性，两个信道的输出可能具有不同的幅度，其相对相位也可能正好相差90°，这种不平衡性可能会导致信道产生一个镜像信号，其理论分析如下：其中s（t）为实信号：

由图2知，当相位不平衡度小于2°时，若幅度平衡度小于0．15 dB，镜像幅度将比期望信号小35 dB；如果幅度不平衡度为1．5 dB，相位不平衡低于20°时，镜像将比期望信号幅度小15 dB。

本设计中选用SRQ一2116正交混频解调器，采用Agilent VNA E5071C网络分析仪测试相位不平衡度。图3给出用SRQ一2116评估板测试的结果。由图3可见，在1 943～1964 MHz范围内相位不平衡度远小于2°。

RF为一25

在这种情况下对镜像的抑制可达35 dB。

2、本振泄漏的抑制

LO泄漏调零的HyperLynx原理电路见图5。R28和R31阻值为8 kΩ，为使基带信号的正交耦合最小，可以增大旁路电容C24和C30。连接S6的1，2将电压源连到IBIAS，将IBIAS电压从零开始往上调整，同时观察LO泄漏是增大还是减少。如果减少，说明IBIAS偏置的极性是对的；如果增大，则负向调整IBIAS偏置，或将S6连接改为2，3。用同样的方式调整QBIAS，优化IBIAS，QBIAS，使LO的泄漏趋近于零。

通过在I／Q端口引入直流偏置的方法可以对RF端口的LO泄漏进行调零，使其泄漏电平低于--80 dBm。但会引起I／Q端IF接口的阻抗不匹配而使性能变差，因此必须使I／Q端口和ADC驱动电路相匹配。如果不匹配，LO的二次谐波会泄漏到解调器的I／Q输出端口，这种泄漏将抵消LO调零的效果，而且LO信号在I／Q中频IF端口反射产生的残余直流成分会影响调零状态。

中频滤波器的仿真见图6。通过中频低通滤波器可以去掉信号中不必要的高频成分，降低采样频率，避免频率混淆，去掉高频干扰。本设计采用了ADS仿真软件进行了滤波器的设计及仿真。为了更好地观察更高频率的结果，特地增加了仿真的频率范围。通过仿真结果可以看到，在射频范围内滤波器能够比较好地满足实际的要求。

RLC滤波电路见图7。选择50Ω的阻值并根据转角频率1／（2RC）选择合适的电容C，这样可以充分滤除fLO和2fLO杂波，而且不会影响基带最高频率处的频响特性平坦度；对于I+／I一和Q+／Q一端的共模fLO和2fLO信号，RC网络相当于一个25Ω的端接电阻。RC网络为fLO和2fLO泄漏提供了吸收路径；电感则提供了高阻路径来抑制反向辐射。通过测量可知，对fLO和2fLO泄漏的抑制分别可达8 dB和14．5 dB。

3、 结 语

对宽带正交架构在模拟域内的设计及实现的一些关键技术以及在实际设计中会遇到的一些技术难点进行了研究论证，并且创造性地提出了相应的解决方法。通过仿真和使用网络分析仪进行实际测试可以得出，本文的设计方法完全符合系统的要求，并具有一定的借鉴意义。

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