1 引言
    工作于DCM的LCC谐振变换器由于能较好地实现软开关，有较宽的输出电压范围，可以工作于负载开路短路状态，因此得到了广泛应用和研究。但在DCM下，电流断续的时间内，电路的输入电压源未曾向负载传输任何能量，因此导致了能量传输效率降低。为了避免此缺陷，同时又保证软开关，采用LCC谐振变换器DCM下的优化控制方式是一个很好的解决策略，即临界断续开关频率下的控制方式。
    这里以此为出发点，提出了LCC谐振变换器优化控制的数字化实现方法，并且搭建了实验样机，验证了此控制方法的正确性。

2 电路工作原理
    图1为典型的具有容性滤波输出的LCC谐振变换电路拓扑。VT1～VT4为开关管；VD1～VD4为其反并联二极管；Cr，Lr为串联谐振电容、电感；Cp为并联谐振电容(Lr，Cp为变压器在高频工作状态下的寄生参数，分别代表变压器折算到初级的绕组漏感和匝间电容)；VDo1～VDo4为输出整流二极管；Co为输出滤波电容，且Co远大于Cr，Cp；Ro为输出负载：n为变压器变比；Ue为折算到变压器初级的等效输出电压；uCr，uCp分别为Cr，Cp两端电压；ir为谐振电流。图中所有器件均假设为理想器件。

    根据VT1，VT4(或VT2，VT3)开通瞬间，uCp是否被Uo箝位，可将电路的DCM分为两种模式。电路工作于模式2时，由于VT1，VT4(或VT2，VT3)开通时，uCp已被Uo箝位，故不再参与此时的谐振，Cr，Lr组成LC串联谐振，ir持续时间为半个LC谐振周期。为保证电路工作时开关管工作于软开关工作状态，开关管的驱动脉冲宽度满足一定的条件更有利于电路工作。基于以上考虑，选择设计适当的谐振参数使电路的工作模式为模式2，其详细工作过程可分为8个工作状态。由于电路的对称性．只需分析其中半个开关周期的4个工作模态。图2示出工作模式2下电路的波形图。

    模态1[t0～t1]  t0时刻，VT1，VT4导通。由于uCp已被Uo箝位，谐振过程为Cr，Lr两元件正向谐振，ir从零开始按正弦波增大，VDo1，VDo4零电流导通。由于VT1，VT4导通时，ir从零开始上升，因此VT1，VT4实现了零电流导通。模态1正好为Cr，Lr的半个谐振周期，能量从输入源向负载传递。当ir再次回零时，模态1结束。
[page]    模态2[t1～t2]  t1时刻，ir从零开始反向增大，Cp，Cr放电，导致VDo1～VDo4均反向截止。谐振过程从Cr，Lr两元件正向谐振变为Cr，Lr，Cp三元件反向谐振。电流经VD1，VD4从零开始导通，实现了VD1，VD4软开通。此阶段内VD1，VD4导通，导致开关管两端电压近似为零，因此，关断VT1，VT4可实现零电压关断。此阶段内无能量从输入源传递向负载。当uCp反向增加到uCp=-ue时，模态2结束。
    模态3[t2～t3]  t2时刻，VDo2，VDo3开始导通，uCp被Uo箝位，能量从输入源向负载传递，谐振过程由Cr，Lr，Cp三元件反向谐振转变为Cr，Lr两元件反向谐振。VT1，VT4在此阶段内关断，同样也可实现零电压关断。ir回零时，模态3结束。
    模态4[t3～t4]  ir在t3时刻回零，由于VT1，VT4已关断，VT2，VT3尚未开通，因此电路保持断续电流状态，输入源和输出源之间没有任何能量传递。当VT2，VT3开通时，阶段4结束。由于电路工作的对称性，另外半个周期的工作过程不再赘述。

3 LCC谐振变换器临界断续频率的提出
    文献关于LCC谐振变换器工作模式2的数学分析中指出，保持谐振电路工作在断续模式下的开关频率为：
    
    式中：t01～t34均为关于Go和K的函数，t01为电路运行阶段模态1[t0～t1]的时间，其余类推。
    如图2所示，当不存在阶段[t3～t4]，[t7～t8]时，电路处于临界断续状态。因此定义t34=0时的开关频率为临界断续开关频率，即：
    
    对于一台实际的LCC谐振变换器装置，K为定值，因此只要检测电路的实际运行状态，计算得到Go值，即可通过式(2)计算出此时的fs_cri。

4 优化控制策略的程序实现
    简易控制是指将开关频率限制在小于或等于最小临界断续频率范围内的控制方式。由图2可见，一个周期内，[t3～t4]，[t7～t8]时间段内输入源和负载之间没有任何能量传递，降低了能量传输效率。
    在此就如何实现优化控制方式的问题进行了研究。在高频大功率电路装置控制中，采用数字化控制无疑是较好的选择。从数字控制的角度出发，采用数字控制芯片控制变换器的工作频率来实现优化控制，是一种不错的方法。

[page]    采用此控制策略，既实现了优化控制方式要保持ir临界断续的特点，提高传输效率，又可结合输入母线电压的调节，使调压过程中，也能够快速实现ir的临界断续。整个装置的结构如图4所示。

    图5b为母线电压为40 V时，Ro=18．74 kΩ，Cr=9．51μF时的电路运行波形图。此时电路运行在临界断续状态，fs_cri=13．96 kHz。如果采用简易控制，最高工作频率是最小临界断续频率9．11 kHz。
    通过实验可见，此控制方法可以使Uo稳定在零至最大输出电压范围内，并且在提升母线电压时，如果Uo还未达到预定值，则电路始终运行在ir临界断续条件下。
    由于此控制程序是动态地计算LCC谐振变换器的fs_cri，并且在调压中调整此频率，所以对参数的准确性要求较高。由于以往文献都是按照理想的电路模型建立的数学模型，因此在控制时，需要对控制电路实际采样到的参数(如Uin，Uo等)作一些修正，减少输出硅堆和IGBT压降的影响。
    与简易控制方式对比，此优化控制程序大大提高了逆变装置的工作频率，由实验波形可见，频率提高了约25％，如果Uo继续提高，并且配合选择合适的参数K，频率提高更加明显。同时优化控制方式也消除了简易控制方式中ir完全断续的时间，提高了系统传输效率和输出功率，并且保持了简易控制方式的软开关等优点。

6 结论
    基于LCC谐振变换器在断续工作模式下建立的数学模型，提出了LCC在断续模式下优化控制的数字化实现策略，并且提出了切实可行的控制程序，使原来断续的谐振电流达到了临界断续的工作模态。断续模式LCC谐振变换器的优化控制模式相对于简易控制模式，有更高的输出电压和更高的工作频率，在临界断续频率附近，变换器的传输效率达到了断续工作模式的最大值，弥补了简易控制的缺陷。