1 引 言
移相全桥零电压开关PWM变换器(PS-FB- ZVS-PWM converter)利用变压器的漏感或原边串联电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现零电压开关,同时又实现了PWM控制。该变换器电路结构简洁,控制电路简单,是中大功率直直变换场合的理想电路拓扑之一[1]。
但是，传统的移相全桥变换器输出整流二极管不是工作在软开关状态，存在反向恢复过程。在输出整流二极管反向恢复时，由于变压器的漏感（或附加的谐振电感）和整流二极管的结电容以及变压器的绕组电容之间发生高频谐振，整流桥产生寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压[2~4]。这将带来电路损耗，并影响整流桥的使用寿命。因此，必须采用有效的缓冲电路来抑制寄生振荡，消除输出整流二极管上的尖峰电压。
2 整流桥寄生振荡的产生与抑制对策
整流桥寄生振荡产生于变压器的漏感或附加的谐振电感与变压器的绕组电容和整流管的结电容之间。当副边电压为零时，在全桥整流器中四只二极管全部导通，输出滤波电感电流处于自然续流状态。而当副边电压变化为高电压Vin/K（Ｋ是变压器变比）时，整流桥中有两只二极管要关断，另两只继续导通。这时候，变压器的漏感或附加的谐振电感就开始和关断的整流二极管的电容谐振。
整流桥换流的等效电路如图1所示。从中可以看出，副边漏感上电流ILlk是负载电流ILf和即将关断的二极管反向恢复电流之和，其大小为：
其中，Cd为整流二极管结电容。即使采用快恢复二极管，二极管依然会承受至少两倍的尖峰电压[2]。
为了抑制寄生振荡，减小输出整流二极管上的尖峰电压，必须采用有效的缓冲电路。文献当中提出了多种方式，主要有RC缓冲电路、RCD缓冲电路、主动箝位缓冲电路、第三个绕组加二极管箝位缓冲电路和原边加二极管箝位缓冲电路等[2~4]。前几种方式，要么带来额外的损耗，不利于提高变换器的效率，要么需要增加开关管或者绕组，增加了电路复杂性和成本。因此本文重点讨论原边加二极管箝位的缓冲电路形式。
3 原边加箝位二极管的缓冲电路原理分析
一种原边加箝位二极管的ZVS全桥变换器主电路拓扑如图2所示。其中, D1~D4分别是开关管Q1~Q4的内部寄生二极管,C1~C4分别是Q1~Q4的寄生电容或者外接电容。Lr是谐振电感（包括了变压器的漏感），Cb是隔直电容。每个桥臂两个开关管成180°互补导通,两个桥臂导通角相差一个相位，即移相角,通过调节移相角可以调节输出电压。Q1和Q3分别领先于Q4和Q2一个相位, Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂。D5和D6为变换器原边附加的箝位二极管。副边采用全桥整流方式，CDR1 ~CDR4分别为二极管DR1~DR4的等效并联电容。
图2 原边加箝位二极管的全桥变换器主电路拓扑
图3 原边带箝位二极管的全桥变换器主要波形
[page] 上述原边带箝位二极管的ZVS移相全桥变换器电路的主要工作波形如图3所示。在一个开关周期中,该变换器共有18种开关状态,后9种类似前9种。在此只分析前9种状态。在分析前,作如下假设: （1）除输出整流二极管外，所有开关管、二极管均为理想器件；（2）所有电感、电容和变压器均为理想元件；（3）C1=C3=Clead，C2=C4=Clag；（4）Ｋ是变压器原副边匝比；（5）输出整流二极管等效为一个理想二极管和一个电容并联，且这些电容大小相等，即CDR1 =CDR2 =CDR3 =CDR4。
图4给出了箝位二极管起作用前后的t5 ~t间几个开关状态的等效电路（主要电流通路用粗黑线表示）。各开关状态工作情况描述如下：
在t0时刻之前,原边Q1和Q4导通,副边输出整流管DR1和DR4导通, DR3和DR2截止, CDR3和CDR2中充满电荷。t0时刻关断Q1，原边电流ip给C1充电，同时给C3放电，A点电压下降。由于有C1和C3，Q1是零电压关断。此时变换器谐振工作，参与谐振的是谐振电感、超前管结电容和副边整流二极管结电容。这样，输出滤波电感电流iLf一部分给CDR3和CDR2放电,其余部分折算到一次侧给C1充电和给C3放电。CDR3和CDR2放电，ip和iLr谐振下降。由于C点电位始终大于0，故D6不可能导通。同时由于CDR3和CDR2放电，副边电压减小，原边电压随之减小，而B点电位钳在0，所以C点电位必定小于输人电压Vin，因此D5也不可能导通。
t1时刻，C3的电压下降到零，即A点电位降为0, D3自然导通，此时可以零电压开通Q3。此后CDR3和CDR2继续放电，iLr和ip继续下降。
t2时刻，CDR3和CDR2放电结束，DR3和DR2导通，四个整流二极管全通，副边短接，则变压器原边C点电压下降到0. iLr与ip相等，处于自然续流状态。
t3时刻零电压关断Q4 , 副边四个整流二极管同时导通，Lr和C2、C4谐振工作，给C4充电，同时给C2放电，iLr与ip相等，一起线性下降。由于C4和C2的存在,Q4是零电压关断。到t4时刻，C4的电压上升至Vin, C2的电压下降到0,D2自然导通，此时可以零电压开通Q2。
t5时刻, ip由正值过零,且向负方向增加,Q3和Q2为ip提供通路,由于ip仍不足以提供负载电流, DR1~DR4仍然同时导通, Vrect=0。等效如图4(a)所示。Vin全部加在Lr上,iLr、ip同时线性负增长。
到t6时刻, ip达到折算至一次测的负载电流-iLf/K, DR1和DR4关断, DR2和DR3流过全部负载电流。Lr与CDR1和CDR4谐振工作,给CDR1和CDR4充电。等效如图4(b)所示。
在t7时刻, CDR1和CDR4上的电压上升到Vin /K,此时VBC上升到Vin,C点电位变为0，D6导通,将VBC钳在Vin,因此将CDR1和CDR4电压钳在Vin/K，从而消除了整流桥的尖峰电压和二极管反向恢复造成的损耗。等效如图4(c)所示。此时，iLr＝- I4，ip＝iLr＋iD6。
到t8时刻，iD6线性下降为零，D6自然关断，该模态结束。
t9时刻,原边 Q2和Q3导通,输出整流管DR2和DR3导通, DR1和DR4截止，一次侧给二次侧提供能量, 等效如图4(d)所示。t9～t18类似t0～t9的工作情况，[t16,t17]期间，D5导通。
[page]4 实验结果
针对原边加箝位二极管的缓冲形式，实际制做了一个5.5kW的全桥变换器样机，进行了实验验证。变换器主要参数如下:输入电压为170~330VDC,输出电压为220V DC, 满载输出电流为25A,串联谐振电感Lr=11µH，隔直电容Cb＝3µF，输出滤波电感Lf＝1.8mH，输出滤波电容Cf＝6580µF，开关管采用IGBT 2MBI300-060，开关频率为20kHz。
图5所示为变压器原边和整流桥输出电压波形。可见，由于箝位二极管的存在，副边整流二极管的反向恢复造成的振荡已经得到有效抑制。
本文还做了变换器原边不加箝位二极管和加箝位二极管的对比实验。图6为输入输出参数均相同的情况下，两者整流桥输出电压波形对比图。可以明显看出，未加箝位二极管时，寄生振荡非常剧烈，电压尖峰很高；而加箝位二极管后，振荡衰减了很多，电压尖峰也小了许多。图7进一步给出了输入电压和负载电流分别不变的情况下，两者变换效率的对比曲线。可以看出，加箝位二极管以后，变换器的效率均得到提高。实验证明，加箝位二极管对整流桥振荡的抑制以及变换器效率的提高都是有益和有效的。
5 结论
本文讨论了移相全桥ZVS变换器副边整流桥寄生振荡产生的原因及其抑制对策，并重点介绍了一种原边加箝位二极管的缓冲电路形式，它只是在基本的ZVS移相全桥变换器的变压器原边电路中附加了两个二极管，从而在保留基本的ZVS变换器的优点的同时，有效地抑制了输出整流二极管上的电压振荡，减小了电压尖峰，提高了系统变换效率。
参考文献
[1] 陈坚.电力电子学－电力电子变换和控制技术.北京：高等教育出版社，2002.
[2] 阮新波，严仰光著.脉宽调制DC/DC全桥变换器地软开关技术.北京：科学出版社，2001.
[3] Redl R, etc.. A Novel Soft-switching Full-bridge DC/DC Converter: Analysis, Design Consider- ations, at 1.5 kW, 100 kHz. IEEE Trans on Power Electronics, 1991,6(3): 408-418.
[4]Xinbo Ruan,Fuxin Liu. An improved ZVS PWM full-bridge converter with clamping diodes. Power Electronics Specialists Conference, 2004. PESC 04. 2004 IEEE 35th AnnualVolume 2, 20-25 June 2004 Page(s):1476-1481 Vol.2
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