与$交流电机相比，直流电机具有调速性能优异，启动迅速，启动转矩大，带负载能力强的特点。因此在工业自动化领域中得到了广泛的应用。

目前，$直流电机驱动电路通常是采用DSP通过一个H桥电路发送PWM控制脉冲，控制直流电机以一定的速度和方向旋转。而实际的工业应用中，大多只需要直流电机在单一方向上以一定的转速运行，不需要进行频繁的正反转切换。因此针对上述需求，若仍采用H桥电路进行驱动，就会产生电路冗余，增加了硬件成本，降低了硬件电路的可靠性。因此，本文采用了一种$半桥驱动电路模式。该电路在保证直流电机达到优异的运行性能的前提下，简化了电路复杂度，提高了电路可靠性。同时在此电路的基础上增加简单的外围控制电路就能够很方便地切换电机旋转方向，而无需额外增加大功率MOS管开关电路。

系统原理及构成

图1为系统总体功能框图。由图可知，该系统为一个闭环系统。DSC发出PWM信号给半桥驱动电路。半桥驱动电路根据PWM 控制信号向直流电机提供相应的驱动电压并输出驱动电流，驱动直流电机运转。该驱动电流被电流传感器检测后，转换成相应的电压值反馈给DSC 的A/D转换输入接口，DSC程序根据该电压值判断输出给直流电机的电流大小是否超出直流电机的额定电流值，若超出该额定电流，就立即停止驱动输出，以防止直流电机因过流而烧毁。同时，直流电机的旋转速度经编码器转换成一组正交脉冲信号，发送到DSC的正交编码器输出接口，以判断直流电机的旋转速度是否符合预设的旋转速度值。计算出二者之间的误差，并采用PID算法调整PWM的输出参数，最后输出调整后的PWM控制信号给半桥驱动电路。

器件选型

为最大程度地保证对直流电机运行状态的采样精度和控制的实时性，本系统采TI公司的高性能数字信号控制器TMS320F2810作为主控芯片。该芯片最高主频为150MHz,内核是基于32位架构的DSP处理器，由于对数学运算进行了优化，因此可以对各种复杂算法进行高效的处理，专门针对诸如电机控制、数字电源、清洁能源以及雷达等多种实时控制应用领域提供的高性能控制平台。片上集成了最多16通道的12位ADC输入接口，2个正交编码器接口(QEP)，4路可独立输出的PWM接口等多种外设，能够完全满足本系统的设计需求。

在半桥控制中，需要采用互补的PWM信号分别控制上、下两个开关管的导通和关断，并且还必须要绝对避免这两个开关管同时处于导通状态，否则将会导致电机的供电电源对地形成短路。因此，必须在互补的PWM信号输出中加上死区控制。为了简化电路，本系统选择了专用的半桥控制芯片IR2183控制半桥开关管的工作。IR2183是国际整流器公司推出的600V$半桥驱动器，具有独立的高、低端输入，兼容3.3V、5V逻辑，栅极驱动电压范围达到10~20V,栅极驱动电流变化率很低，抗干扰能力强，并且具有欠压保护。IR2183内部还设置有固定死区控制逻辑，能够很好地防止上下两路PWM信号在转换时的瞬间短路现象。

由于电机的额定电流为6A,为了防止因过流而烧毁电机，本系统采用一个$电流传感器ACS712来实时监测流入电机的电流。该芯片是基于霍尔效应的线性电流传感器，检测精度高，具有66~185mV/A的检测灵敏度，输出电压与被检测电流成比例，并且电流感应端口和电压输出端口之间具有2.1kVRMS的电压隔离，能够很好的保护后级DSC的AD输入电路。
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硬件设计

本系统的半桥驱动电路如图2所示。其中PWM控制信号由TMS320F2810的通用定时器1产生。该信号在IR2183内部通过死区控制器和电平转换控制逻辑，变为两路带死区切换的互补信号，分别从HO和LO引脚输出控制半桥的上下两个MOS场效应管轮流导通。当PWM信号由低变为高时，LO输出低电平，关闭下端开关管Q2,经过一个死区时间后HO输出高电平，自举电容C2通过HO放电，驱动上端开关管Q1开通。电机电源通过Q1的漏极施加到电机上，驱动电机运转。当PWM信号由高变为低时，HO输出低电平，Q1关断，经过一个死区延时后，LO输出高电平驱动Q2开启，向自举电容提供充电回路，系统电源通过二极管D1向自举电容C2充电。当PWM信号保持为低电平时，Q2可保持开通状态，为电机提供刹车回路。

在半桥驱动电路和直流电机之间，串接的电流传感器将流入电机的电流量转换为电压值，提供给DSC的ADCINA0端口进行监测。

考虑到$MOS场效应管关断延时比开启延时要长很多，为了缩短关断时的不稳定过程，减少开关损耗，在Q1和Q2的栅极电阻R1和R3上分别并联一个反向的二极管D3和D4.同时，D4还可以避免在上端MOS管Q1快速导通时，下端MOS管Q3的栅极因耦合电压上升而导致短路现象。

在Q1和Q2都关断时，A点处于悬浮状态，其电位不确定。当Q1导通时，A点电位又会变为15V,而要驱动N沟道MOSFET管可靠导通，必须在栅极施加一个正电压，使VGD>10~15V.因此，施加在Q1的栅极驱动电压必须根据A点电位进行浮动。IR2183的浮动地引脚VS和芯片内部的$高压发生器与外部的自举二极管和自举电容一起形成一个自举升压电路，可为Q1提供可靠的导通电压。本系统中D1和C2串联形成了一个自举电路。其中D1的电流额定值应大于等于MOS场效应管的门级电荷Qg与最高开关频率的乘积。若最高开关频率为100kHz,则对于IRF640来说，D1的额定电流值应大于5.8mA.同时为了减小自举电容C2储存的电荷损耗，应当选择高温反向漏电流小的超快恢复二极管。

由于电解电容存在有漏电流的问题，因此要尽量避免使用电解电容作为自举电容。同时最小自举电容的容值可根据公式1来计算：

其中：

Qg = 高端MOS场效应管的栅极电荷

f = 工作频率

ICbs(leak) = 自举电容漏电流

Iqbs(max) = 最大VBS静态电流

VCC = 逻辑电路部分的电源电压

Vf = 自举二极管的正向压降

VLS = 低端场效应管的导通压降

VMin = VB与VS之间的最小电压

Qls = 每个周期电平转换所需要的电荷(对于600V的半桥驱动器，该参数通常为5nC)

系统可靠性设计

由于直流电机是感性负载，因此当Q1关断时，负载的电流不能突变，会转换到由Q2的续流二极管进行续流。由于在Q2的源极和漏极的电路引线上都存在有杂散电感Ls2和Ld2,如图3所示。加上续流二极管的导通延时，导致VS端的电压会负过冲到参考地(COM端)以下。IR2183可保证VS相对COM端有5V的负过冲能力。但如果超过5V,IR2183的高端输出(HO)将被锁定，而不响应输入信号的控制。轻者导致电路功能发生暂时性的错误，重则使LO和HO输出都为高，导致半桥短路而烧毁器件。

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为避免这种情况的产生，在Q2的漏极和源极之间并联一个二极管D5,用来增加一个短路续流通路，降低VS端对地的负过冲，同时电阻R5也可以减小负过冲时，流入VS引脚的电流，由于该电阻处于自举电容的充电回路中，因此不宜过大，其阻值应小于5Ω。另外，适当选取自举电容的容值也可以有效避免VS的负过冲，通常建议自举电容的容值要大于0.47μF,并且电容的等效串联电阻(ESR)越小，也越有助于避免Vbs的负过冲。

同时，在芯片的COM引脚和Q2的漏极之间设计了一个限流电阻R6.当VS负过冲超过Vbs导致VB电平低于COM时，该电阻可抑制流入COM引脚的电流，防止因芯片内部COM端到VB端的$寄生二极管导通，而造成HO的锁定。