特征

从5V到12V的灵活电源

电源转换输入低至1.5V

1%输出电压精度

大电流集成驱动器

输出电压可调

0.8V内部基准

无传感器和可编程OCP

低侧RdsON

振荡器内部固定在270kHz

软启动可编程

无负载感应启动

禁用功能

FB断开保护

SO-8包装

应用

子系统电源（MCH、IOCH、PCI…）

存储器和终端电源

CPU和DSP电源

分布式电源

通用DC/DC转换器

说明

L6726A是单相降压控制器集成大电流驱动器完整的控制逻辑、保护和参考电压实现简单易行通用型DC-DC变换器SO-8包。设备灵活性允许管理转换电源输入VIN低至1.5V和设备电源电压范围为5V至12V。L6726A提供了一个简单的控制回路，带有反电导误差放大器。集成0.8V基准允许调节输出电压在线路和温度范围内精度为±1%变化。振荡器内部固定为270kHz。L6726A提供可编程过电流保护。监控当前信息跨低侧mosfet的RdsON节省使用具有昂贵和占用空间的感觉电阻器。FB断开保护防止过度以及浮动时的危险输出电压引脚FB。

表4。电气特性（VCC=12V；TA=25°C，除非另有规定）。

表4。电气特性（续）（VCC=12V；TA=25°C，除非另有规定）。

1.设计保证，不经测试。

设备说明

L6726A是一个单相PWM控制器，内置大电流驱动器，提供完整的控制逻辑和保护，以简单易行的方式实现一个通用的DC DC降压变换器。设计用于在同步buck中驱动N沟道mosfet拓扑结构，由于其高度集成，这8针设备允许降低成本和尺寸电源解决方案。L6726A设计为在5V或12V电源总线上工作。多亏了高精度0.8V内参比，输出电压可精确调节到0.8V以下在线路和温度变化范围内，精度为±1%。开关频率由内部设定至270kHz。该装置提供了一个具有外部补偿跨导的简单控制回路误差放大器和可编程软启动。低侧无功能允许设备在预充电输出上进行软启动，避免负载侧出现负尖峰。为了避免负载损坏，L6726A提供可编程阈值过电流保护。输出电流通过低侧MOSFET RdsON监控，节省了昂贵且占用空间的传感电阻。L6726A还具有FB断开功能保护，防止在FB引脚浮动时出现危险的不受控输出电压。

集成的大电流驱动器允许使用不同类型的功率MOSFET（也多个mosfet以减少等效RdsON），保持快速开关转换。高压侧MOSFET的驱动器使用启动引脚供电，相位引脚用于返回。这个低侧MOSFET的驱动器使用VCC引脚供电，GND引脚用于回路。该控制器包含一个反射穿和自适应死区控制，以最小化侧体二极管导通时间低，在保持良好效率的同时节约使用肖特基二极管：

为了检查高压侧MOSFET是否关闭，检测相位引脚。当电压在相位引脚下降，低侧MOSFET栅极驱动突然应用

为了检查低压侧MOSFET是否关闭，检测LGATE引脚。当电压在LGATE下降，高侧MOSFET栅极驱动突然应用。如果电感器中的电流为负，则相引脚上的电压将永远不会下降。到允许低侧MOSFET开启，即使在这种情况下，看门狗控制器被启用：如果高边MOSFET的源不下降，低边MOSFET是这样接通的允许感应器的负电流再循环。此机制允许即使电流是负的，系统也要调节。电源转换输入灵活：5V、12V总线或任何允许转换的总线（请参阅可选择最大工作循环限制和建议的工作条件）自由。

功耗

L6726A为高侧和低侧MOSFET嵌入了高电流MOSFET驱动器：it然后考虑设备在驱动它们时所消耗的功率是很重要的为了避免克服最高结工作温度。在器件功耗中有两个主要因素：偏置功率和驱动器功率。设备偏置功率（PDC）取决于通过提供引脚，可简单量化如下（假设提供HS和LS具有相同VCC的设备驱动程序）：

电源是驾驶员持续打开和关闭外部MOSFET；它是开关频率的函数所选MOSFET的驱动器和总栅电荷。它可以量化考虑开关MOSFET所消耗的总功率PSW（易于计算）是由三个主要因素消散：外部栅电阻（当存在时）、内部MOSFET电阻和本征驱动电阻。最后一个学期是最重要的学期待确定计算器件功耗。总功率消散了要切换MOSFET结果：

其中VBOOT-VPHASE是自举电容器上的电压。外部栅极电阻有助于器件耗散开关功率，因为功率PSW将在内部驱动器阻抗和外部电阻器之间共享导致设备普遍冷却。

软启动和禁用

L6726A实现了软启动，以平稳地为输出滤波器充电，避免了高峰值输入电源所需的电流。该设备提供10μa软启动补偿网络电容器的线性充电电流。斜坡将COMP电压与振荡器三角波相比较，产生增加对输出电容器充电的宽度。当FB电压超过800mV时，输出电压处于调节状态：软启动阶段将结束，跨导误差放大器输出将被启用关闭控制循环。如果软启动期间出现过电流，过电流逻辑将覆盖软启动启动序列，并将关闭PWM逻辑和高压侧和低压侧门。这种情况被锁定，循环VCC恢复。该设备仅在VCC电源高于UVLO时才提供软启动电流阈值和过流阈值设置阶段已完成。

低侧无启动（LSLess）

L6726A在软启动期间执行一个特殊的序列，使LS驱动器能够切换阶段，LS驱动器结果禁用（LS=关闭），直到HS开始切换。这样可以避免输出电压上的危险负尖峰，如果在预充电输出上启动，并限制输出放电（输出放电量取决于编程SS时间长度：编程SS越短，输出越受限放电）。如果输出电压预先充电到高于最终电压的电压，HS将不要开始切换。在这种情况下，LS被启用并将输出释放到final调节值。

启用/禁用

在0.4V（最小）电压下按COMP/DIS引脚可禁用该设备。在这种情况下关闭HS和LS MOSFET，10μA SS电流来自COMP/DIS别针。释放引脚后，设备可以再次执行新的SS。

过流保护

过流特性通过以下方式保护转换器免受短路输出或过载感测通过低侧MOSFET漏源导通电阻的输出电流信息，RdsON。这种方法通过避免使用昂贵和占用空间的传感电阻。低压侧RdsON电流检测是通过比较相电压来实现的当LS MOSFET以编程的OCP阈值电压打开时，内部持有。如果监测到的电压降（GND至相位）超过此阈值，则检测到过电流事件。如果连续两次检测到两次过电流事件切换周期后，保护将触发，设备将同时关闭LS和HSMOSFET处于锁定状态。要从触发的过电流保护中恢复，必须循环VCC电源。

过电流阈值设置

L6726A允许轻松编程50mV至550mV的过电流阈值，只需在LGATE和GND之间添加一个电阻（ROCSET）。在VCC上升超过UVLO阈值后的短时间内（5.5毫秒-6.5毫秒），一个内部10μA电流（IOCSET）来自LGATE引脚，用于确定电压降穿过洛塞特。电压降将被采样，并由设备内部保持电流阈值。OC设置程序的总时间长度为5.5ms到6.5ms，与设定的阈值成比例。在LGATE和GND之间连接一个ROCSET电阻器，编程阈值将为：

ROCSET值的范围从5kΩ到55kΩ。如果ROCSET上的电压降太低，系统将对启动非常敏感励磁涌流和噪声。这可能导致意外的OCP触发。在这种情况下，考虑增加ROCSET值。如果没有连接ROCSET，设备会将OCP阈值切换到375mV的默认值值：一旦LGATE电压达到，就会触发LGATE上的内部安全钳700mV（典型），启用375mV默认阈值，并突然结束OC设置阶段。OC阈值设置程序计时图片和示波器示例见图6波形。

反馈断线保护

为了在FB引脚未连接的情况下提供负载保护，100nA偏置电流总是从这个别针。如果FB引脚未连接，偏置电流将永久性地拉动避免FB压力上升到低电平。

欠压闭锁

为了避免电源电压过低时器件的异常行为支持其内部轨道，提供UVLO：当VCC达到时，设备将启动UVLO上限，当VCC低于UVLO下限阈值时将关闭。4.1V最大UVLO上限允许L6726A从5V和12V供电二极管配置中的总线。

应用程序详细信息

输出电压选择

L6726A能够精确调节低至0.8V的输出电压带有一个固定的0.8V内部基准，保证输出调节电压不包括电阻在±1%范围内的温度变化分压器公差（如有）。通过在FB引脚之间增加一个电阻ROS，可以获得高于0.8V的输出电压和地面。参考图1，稳态直流输出电压为：

补偿网络

图8所示的控制回路是电压模式控制回路。误差放大器是跨导型，具有固定增益（3.3mS典型值）。FB电压调节至内部基准，因此输出电压根据输出电阻分压器固定（如有）。跨导误差放大器输出电流在ZF上产生一个电压，即与振荡器锯齿波相比，为驱动部分提供PWM信号。然后，PWM信号以VIN振幅传输到开关节点。这个波形是由输出过滤器过滤。

转换器传递函数是EA（COMP）和VOUT的输出节点。这个函数有一个双极（复数共轭），频率FLC取决于L-COUT共振，FESR为零取决于输出电容ESR。调制器的直流增益只是输入电压VIN除以峰间振荡器电压∆VOSC。VOUT通过输出电阻分压器被缩放并传输到FB节点。补偿网络通过传输关闭连接FB和COMP节点的环路函数理想地等于-gm·ZF。补偿的目标是闭合控制回路，保证直流调节精度高，性能好动态性能和稳定性。为了实现这一点，整个环路需要高直流增益，良好的相位和高带宽。实现高直流增益，使补偿网络传输具有积分器形状功能。环路带宽（F0dB）可以通过选择合适的射频来固定；但是，为了稳定性，它不应超过FSW/2π。为了获得良好的相位裕度，控制回路增益必须交叉0dB轴，斜率为-20dB/decade。例如，图9显示了II型补偿的渐近波德图。

布局指南

L6726A提供控制功能和大电流集成驱动器，以实现大电流降压DC-DC转换器。在这种应用中，一个好的布局是非常重要的很重要。为这些应用程序放置组件时的第一个优先级必须保留给电源部分，尽可能减少每个连接和回路的长度。到将噪声和电压尖峰（EMI和损耗）电源连接（在中突出显示图10）必须是电源平面的一部分，并且无论如何都要用宽而厚的铜来实现跟踪：循环必须最小化。关键部件，即功率mosfet，必须彼此靠近。建议使用多层印刷电路板。

输入电容（CIN），或至少所需总电容的一部分，必须放置在靠近功率段的地方，以消除由铜的痕迹。低ESR和ESL电容器是首选，建议MLCC在HS排水管附近连接。当电源迹线必须在为了降低PCB的寄生电阻和电感。再者，复制多个PCB层上相同的高电流轨迹将降低寄生电阻与那个连接有关。将输出大容量电容器（COUT）连接到尽可能靠近负载的位置，最大限度地减少寄生与铜迹线相关的电感和电阻，也增加了额外的去耦电容器沿途到达负载时，这会导致电容器远离散装电容器银行。门轨迹和相位轨迹的大小必须根据所传送到的驱动器均方根电流确定功率MOSFET。设备的健壮性允许管理具有强大功能的应用程序远离控制器而不损失性能。不管怎样，如果可能的话建议尽量减少控制器和电源部分之间的距离。看到了吗图11驱动程序当前路径。小信号组件和应用程序关键节点的连接，以及旁路电容器对于器件的供电，也很重要。定位旁路电容器（VCC和自举电容器）和回路补偿元件尽可能靠近装置实用。为了实现过流可编程性，将ROCSET靠近设备并避免由于内部电流源仅为10μA，因此LGATE/OC引脚上的泄漏电流路径不使用肖特基二极管与低边MOSFET并联的系统可能会显示出很大的缺陷相位针上有负尖峰。该峰值必须限制在绝对最大值范围内额定值（例如，在HS MOSFET栅极上串联一个栅极电阻，或一个相位电阻串联到相引脚），以及正尖峰，但有一个额外的结果：导致自举电容器过充。这个额外的费用可以原因，在最大输入电压的最坏情况下瞬态，启动到相电压克服绝对最大额定值导致设备故障。在这种情况下，建议通过添加串联到自举二极管的小电阻（图1中的RD）。

嵌入基于L6726A的VRs

将虚拟现实嵌入应用程序时，必须格外小心，因为VR是一种开关式DC/DC调节器，它必须在其中工作的最常见的系统是数字系统，如MB或类似系统。事实上，最新的MBs变得越来越快功能强大：高速数据总线越来越普遍和开关感应噪声如果不遵循其他布局指南，VR生成的数据可能会影响数据完整性。在选择开关量较大的路径时，必须主要考虑几个简单点电流流动（开关高电流会导致杂散电感上的电压尖峰引起噪声的迹线会影响附近的迹线）：当在内部层上复制高电流路径时，保持所有层的大小顺序相同以避免“周围”效应增加噪声耦合。在大电流开关VR轨迹和数据总线之间保持安全防护距离，尤其是高速数据总线，以减少噪声耦合。为I/O子系统路由偏差跟踪时，保持安全防护距离或适当过滤必须在VR附近行走。噪声的可能原因可能位于相位连接、MOSFETs栅极驱动以及输入电压路径（来自输入大容量电容器和HS漏极）。也接地连接如果不坚持使用电源接地平面，则必须考虑。这些连接必须小心远离噪音敏感的数据总线。由于产生的噪声主要是由于VR的开关活动，所以噪声发射取决于电流转换的速度。为了降低噪声排放水平，也有可能，除了之前的指导方针外，为了降低当前的坡度，从而增加切换时间：由于切换时间较长，这将导致增加在系统热设计中必须考虑的开关损耗。