作者:孙 强，郑湘渝，余 娟日期:2005-06-06

倍流整流方式ZVS PWM全桥变换器的控制系统设计孙强，郑湘渝，余娟（西安理工大学自动化与信息工程学院 西安 710048）摘要：采用了一种将峰值电流控制模式与移相软开关技术相结合的移相控制全桥(FB)ZVS-PWM变换器.阐述了峰值电流控制的各项特点,给出了实际斜坡补偿电路及设计方法.仿真结果验证了该方案的可行性。关键词：峰值电流控制；斜坡补偿；UCC3895 中图分类号： 文献标标码：

Control System Design Automation and Information Engineering, Xi’an University Technology, Xi’an 710048，China）Abstract： phase-shifted soft-switching technology and peak current control technology are combined in the research bridge phase-shifted ZVS PWM DC-DC converters, and characteristics Peak current control are expatiated. The practical circuit and design method Unitrode公司UCC3895芯片实施峰值电流的移相控制.由于存在占空比D>50%,电源不能稳定工作,限制了峰值电流控制方式的应用,必须加以斜坡补偿改善.1 主电路拓扑全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合,移相控制零电压开关全桥变换器利用变压器的漏感和开关管的结电容实现开关管的ZVS, 倍流整流方式(Current Doubler Rectifier, CDR)ZVS全桥变换器利用两个输出滤波电感的能量可以在很宽的负载范围内实现开关管的ZVS, 而且使其输出整流管自然换流,从而避免了反向恢复引起的电压振荡和电压尖峰.变换器采用移相控制方式,Q1和Q3组成超前桥臂,Q2和Q4组成滞后桥臂。主电路图如图1所示,本文逆变器定频100 kHz,选用APT公司的8024LFLL(800 V,31 A)型MOSFET做为主开器件(Q1～Q4), 可知8024LFLL结电容 CMOS=707 pF;延迟时间tf=4 MMBT3904组成射极跟随器进行阻抗变换；为减少补偿电路对CT上的斜坡电压线性度和稳定性的影响，R2的阻值要足够大。为方便滤波电容C2的计算以及相关电路参数的设计,现设定 ,又已知 ;所以将滤波电感的电流下降斜率折算成一次侧电流下降斜率: ;计算折算到一次侧的电流检测信号电压值: ;式中设检测电阻 。定时电容上的斜坡电压的斜率: ;式中Uosc 为斜坡电压振幅，Tclock为 UCC3895振荡器的时钟周期。所以可知: ;所以: ;C2与R1构成的RC滤波电路的时间常数应该要远小于振荡器的时钟周期Tclock，一般取为 1/50。于是C2可以按下式求出: 。2.2 峰值电流控制我们可以将主电路图等效为如图3的状态平均等效电路图，即可知主电路与降压型的状态空间平均等效电路结构相同,差别仅在于输入电压包含变压器变比K[1]。 图3 状态平均等效电路图设电压基准源的电压值为3 V,而采样回来的输出电压值为100 V,则可选择反馈系数为kf=3/100.因此,电流闭环传递函数为: ;这表明电流环相当于一个二阶振荡环节,其共轭极点的频率为开关频率对应角频率的1/2,其阻尼系数由Qs决定.在本文中: ,根据已知的M 1, M 2和M C计算得Qs=0.91. 如图4所示采用PI调节器时,取PI调节器的零点位于输出滤波环节的阻容时间常数对应的频率处,即 ,取 ,则Rc=66 kΩ。根据Matlab仿真所得开环伯德图图4可知,该系统的主导极点是输出滤波电路的单极点,位于滤波电容和负载电阻形成的阻容时间常数对应的频率处,而另一对共轭极点位于开关频率对应的角频率的1/2处,可以决定将PI调节器的零点选取在输出滤波环节的阻容时间常数对应的频率处.然后根据相频特性计算增益的大小.可知比例系数Kp=30较为合适,即Rb=2.2KΩ.这时,相角裕量约为850,而电压环的开环截止频率可达104 rad/s.我们的双环设计可以在保持稳定性的前提下,得到很好的快速性. 移相控制系统UCC3895及其外围电路如图6所示: 图4 系统伯德图图5 控制电路原理图电流峰值控制和斜坡补偿都是利用UCC3895为平台来实现的[3].在图5中我们采集的初级母线电流信号经过滤波后又被分成两路,一路接至控制芯片UCC3895的PWM比较器反相输入脚RAMP(脚3)与斜坡补偿后的锯齿波信号叠加后作为内控制环的电流控制信号;另一路接至电流检测输入端CS(脚12),在电流模式中该信号被用来进行峰值电流模式控制和过电流保护功能,此外还用来控制产生自适应延时;此外我们还采集功率变压器次级输出电压,首先将它分压后通过一并联调压器TL431加以调整,再通过一光耦耦合至控制芯片UCC3895的电压误差比较器反相输入端EA-(脚1),而误差比较器的同相端EA+(脚20)则接参考电压做为电压给定信号,并用已知值的电容电阻各一个串联跨接在误差比较器的反相端EA-和输出端EAO之间作为补偿网络,它实际上就是一个比例积分(PI)调节器.因UCC3895驱动功率不足,所以产生的驱动信号经专用驱动芯片IXDD414放大后经电气隔离才送往MOSFET栅极.3 仿真结果采用PSPICE9.0仿真软件对本变换器(输入300V,输出100V/10A)进行了仿真,仿真平台参数如下:输入直流电压:Vin=300V;输出直流电压:Vo=100V;变压器原副边变比:k=1.2;变压器原边漏感:Llk=4.18uH;阻断电容Cb=250nF;输出滤波电容:Cf=6600uf;输出滤波电感Lf=30uH;主开关管:APT8024LFLL;输出整流二极管:APT2X30D60J;开关频率:fs=100kHz;负载为阻感负载. (a)原边电压和原边电流 (b)阻断电容电压和负边滤波电感电流 (c)副边整流二极管电压和电流(d)超前臂Q1管的驱动电压和其漏源极电压 (e) 滞后臂Q4管的驱动电压和其漏源极电压 图7 仿真波形图7为该系统的仿真结果,其中(a)为原边电压UAB和原边电流ip,(b)为阻断电容电压UCb和副边滤波电感电流iLf1,iLf2.(c)为副边整流二极管的电压UDR1,UDR2和电流iDR1,iDR2. (d)为超前臂Q1管的漏源极电压UDS(Q1)和驱动电压UGS(Q1),(e)为滞后臂Q4管的漏源极电压UDS(Q4)和驱动电压UGS(Q4).仿真结果表明当UAB=0时,原边电流ip在阻断电容Cb上的电压作用下快速下降.在副边二极管实现换流后,原边电流反映另外一个电感中的电流.从波形中可以看出,副边二极管实现了自然换流,副边无尖峰电压,波形很干净.从中也可以看出当驱动电压变为正方向时,开关管的漏源极电压已经为零,此时开通开关管就是零电压开通.而当开关管关断时,其结电容限制了UDS的上升率,因此,开关管也是零电压关断.4 结语通过理论设计、经验公式以及参数计算,所设计的参数能满足超前和滞后桥臂实现ZVS的条件。同时利用峰值电流型的移相控制,控制策略简单,控制系统的增益和速度得到了较好的统一,只要进行适当的斜率坡补偿,就可提高系统稳定性。参考文献[1] 开关电源技术.杨旭,裴云庆,王兆安.北京:机械工业出版社,2002年10月.