扩频通信提供了一种抗干扰的有效途径。由于采用了伪随机编码扩展频谱，以及相关接收技术，使其具有很强的抗干扰性能。软件无线电SDR(Software Defined Radio)是近年来发展起来的一门新兴学科。它采用数字信号处理技术，在可编程控制的通用硬件平台上，利用软件来定义无线电台的各部分功能。其核心思想是在尽可能靠近天线的地方使用宽带“数字/模拟”转换器，尽早地完成信号的数字化，从而使得无线电台的功能尽可能地用软件来定义和实现。基于软件无线电进行扩频通信系统设计具有设计灵活、易于调试、缩短系统开发时间，同时还具有可兼容性，是未来的发展趋势。

1 系统介绍 在系统发射端，数据流经过2比特串并转换后分为I、Q两路，然后对I、Q两路数据进行扩频。I路和Q路所选用的扩频码子不相同，它们相互正交。接着扩频后的I、Q路信号分别通过平方根升余弦滤波，最后进行正交调制，将信号发射出去。系统发射端原理图如图1所示。

图1 系统接收端原理图如图2所示。在接收端，采用正交下变频技术将接收信号频带搬移到零中频，这样便于DSP处理，然后利用低通滤波滤除基带带外噪声，再进行 A/D变换，变换成可处理的数字信号，然后送入DSP;在DSP内进行同步搜索和频偏估计，在同步搜索成功的基础上，纠正载波频偏和调整码元采样速率;进入同步跟踪环节，它锁定同步信息并跟踪载波频偏变化，然后进行扩频码的非相干解扩解调，最后输出原理信息。

系统正常工作是建立在同步的基础上，为了保证收端与发端同步，接收端的频率源采用直接数字频率合成器(Direct Digital Frequency Synthesis简称DDS或DDFS)。它受DSP控制，通过DSP的控制，调整收端频率，最终实现收发两端同步。 系统基于软件无线电开发，其关键点是艇DSP实现处理数据。娄了保证实时处理数据，系统选用的DSP器件为TI公司生产的高速定点数字信号处理芯片 TMS320C6416，其运行时钟目前最高可达700MHz，单指令周期内最多可支持八条指令并行运行，故运算速度最高可达5600MIPS，是目前业界最快的数字信号处理器。该DSP在系统中主要负责同步的提取，识别有用信号，以及解扩后信号的处理。采用基于软件无线电设计的思想符合通信系统数字化、实时化的发展趋势。

2 系统同步问题分析

系统的同步是一个关键问题，系统的正常工作须建立在同步的基础上。下面就系统同步的核心问题进行分析，分析引发同步不确定的因素可能造成的影响。

图2 2.1 同步的不确定性因素 引发同步不确定性的因素主要有以下几方面：

(1)频率源通信中所用到的频率源 晶振并不是理想中的频率源，它主要受以下两方面影响： %26;#183;频率准确度，晶振的实际频率总与标称频率存在一定差异; %26;#183;频率稳定度，它主要由温度变化引起。

由于频率源之间存在的频偏和频率源的频率漂移会造成发射端与接收端的载波频率不一致和载波的漂移，使系统性能下降。另一方面，它会造成收发两部信息流速率不一致，当发端信息流速率大于收端速率时，可能造成信息丢失，当发端信息流速率小于收端速率时，收端会错误地多收数据。因此，系统需要保证收发端频率一致。

(2)电波传播的时延 由于发射端与接收端相隔一定距离，以及频偏的存在，在时间上的积累反映为载波的相偏。

(3)多普勒频移 它是由发射端与接收端相对位置的变化，引起频率和传输时间的变化。

 (4)多径效应 它是在传输过程中由于多路径传播引起的。它主要影响系统中码相位、载波频率相位延迟造成同步的不确定。 在卫星通信中需要考虑的主要是频率源的稳准度和多普勒现象。

2.2 同步问题的影响分析

2.2.1 同步中的载波频偏分析

为了便于分析，这里暂时忽略信道噪声的影响，则发射端信号为： S(t)=si(t)cos2πft+sq(t)sin2πft (1) 其中si(t)、sq(t)分别为I、Q路已扩频的正交信号，f为载波频率。接收端采用正交下变频法解扩，相关后有：

式中T为码元速率的倒数，Δf为接收端载波相对于发送端载波频率的偏移，φ为接收端相对于发送端的未知相偏(由两二甲基甲酰胺波的相位差及信道时延造成)。

由上述推导不难发现，由于频偏(Δf)的存在，它对相关峰有一定影响，呈Sa(πΔfT)关系。在频偏小时，它对于求相关峰的影响可以忽略。 [page]

2.2.2 收发两端信息流频率源不一致问题分析

如果收发两端真正同步，那么发端的信息流速率应与收端解码速率一致，而一般对码片采样点为一整数，那么此时收端采样频率(fs)应与发端扩频码速率(RN)的比值为一整数;不妨设为M，则有： fs=M%26;#215;RN (5) 设扩频码长为LN，每码片采样M，则理论上采样一条扩频码的样点值Ns有： Ns=LN%26;#215;M (6) 从上面推导还不可知载波的频偏只影响盯关峰峰值，不影响对扩频码采样获得的样点数。然而，如果收端与发送之间的信息流频率不一致，采样的一条扩频码的点数 N’s可能不等于Ns;如果采样速率f’s>M%26;#215;RN，则估计出的下一帧扩频码起始位置就比实际的起始位置要偏后;为了尽可能减少收发两端信息流频偏值，应尽可能选用稳准度较高的晶振，尽可能保证传一帧扩频码的时间Ts内实际采样点与理论采样点相差很小。

然而，在同步搜索阶段，由于没有任何有用信息，在DSP处理时，运算量非常大，要判断扩频码的起始位置，同时估计系统的载波频偏，一般不可能实时处理完毕，这就需要采取抛帧处理。即在处理当前帧时，将随后的若干帧丢掉，为了准确估计所抛帧数，一般利用定时器的定时功能丢弃数据从而间接实现准确抛数据帧数据 。前提是先假设收发数据流一致，通过估计传一帧扩频码所需时间来估计需要抛帧数据的时间。

然而，实际中一般收发数据流不一致，虽然差异较小，但这样可能因为累计偏差最后使得起始位置偏离所估计的位置。这就需要DSP控制DDS来调整接收端频率源，保证收发两端频率源一致。

3 基于DSP的同步算法

3.1 载波频偏估计算法

对于载波同步时出现的载波频偏估计算法较多，时域频偏估计和纠正的方法有多种，例如：phase lock loop(PLL)法、Fitz算法、Maximum likelihood(ML)算法、Data aided(DA)算法、Difference feedforward estimation(DFE)算法、Decision Directed Methods(DDM)算法以及Automatic frequency control(AFC)法。在DSP中用得较多的是DEF算法，它是利用相邻两帧的相位差来估计频偏。 频域估计频偏算法是利用FFT变换，通过循环移位实现频谱搬移，在频域作相关运算，或退出频域后再在时域作相关处理，通过估计相关峰最大值所对应的频偏位置获得频偏大小。

在DSP处理时的搜索阶段，可以通过计算相隔N帧的相位差来估计频偏。 公式：Δf=(φN+I-φN)/N (7) 这里考虑的频偏相对信息速率不大。如果相对频偏较大，为了纠正大的频偏，可以采取步进措施。当DSP在同步搜索阶段检测不同信号时，通过DDS微调，改变下变频频率，从而实现广域纠频偏。

3.2 收发端信息流不一致解决算法

对于收端信息流与发端信息流速率不一致的情况，由上面基于软件无线电处理解扩分析知道，实际中一般存在收发数据流不一致，虽然差异较小，但这样可能因为累计偏差最后使得起始位置偏离所估计的位置。因此在运算时，为了获得精确的扩频码起始位置，需要一定措施;如果直接处理，可以采用多级逼近法;开始时判决在一定的扩频码起始位置范围，接收的数据经过相关处理，是否满足判决条件;然后基于上一次的同步码位置，进一步压缩同步码的起始位置范围，直到找到同步码的真正起始位置。对于本系统采用二级逼近法实现，流程图如图3所法。

但是该算法不够精练，需要进一步改进，下面提出一种改进算法：相对-实际两步法算法。它分两步进行，在检测到有效信息时，先利用相对位置估计同步码的起始位置，它的思想是连续作两次同步搜索，记录各自的扩频码起始位置，然后用后一次的同步起始位置减去前一次的同步起始位置，进行模扩频码码长处理。如果获得的结果为零，则说明收发两端整数流频率一致;如果不为零，说明系统两端收发频率不一致;如果大于零，则说明接收方采样速率慢，需要调快收端频率;如果小于零，则说明接收方采样速率快，需要调慢收端频率;当最终调整到系统收发频率一致时，系统进入跟踪阶段，系统在跟踪阶段完成数据的解扩。由于晶振的飘移特点，在跟踪阶段需要进行同步跟踪，但此时跟踪范围缩小，在只需验算扩频码起始位置及其前后各几个点，具体视系统要求而定。

采用DSP进行解扩不同于采用纯硬件解扩，它不但需要考虑载波频偏的影响，还需要考虑系统同步过程中估计的扩频起始位置与实际的扩频码起始位置不一致的情况，即同步起始位置飘移问题，以及系统同步以后如何保证系统不丢失同步信息。本文就以上两种情况分别提出相应的自满，以上算法已在某系统中采用，经试验证明可以满足系统要求。