图1半桥电路

图1为具备杂散电感和电阻(由封装键合线、引线框以及电路板布局和互连线带来)等寄生效应的半桥电路。共源电感(CSI)倾向于降低控制FET(高边FET)的导通和关断速度。如果与栅极驱动串联，通过CSI的电压加至栅极驱动上，可使FET处于导通状态(条件：V = -Ldi/dt)，从而延迟晶体管的关断。这也会增大控制FET的功耗，如图2所示。

图2 功耗曲线

更高的功耗会导致转换效率降低。另外，由于杂散电感，电路出现尖峰电压的可能性很高。如果这些尖峰电压超过器件的额定值，可能会引起故障。

为了消除或使这种寄生电感最小化，设计人员必须采用类似无引脚或接线柱的DirecFET等封装形式，并采用使互连线阻抗最小化的布局。与标准封装不同，DirecFET无键合线或引线框。因此，它可极大地降低导通电阻，同时大幅降低开关节点的振铃，抑制开关损耗。
 
2、缓和C dv/dt感应导通

影响性能的另一个因素是C dv/dt感应导通(和由此产生的击穿)。C dv/dt通过栅漏电容CGD的反馈作用(引起不必要的低边FET导通)，使低边(或同步)FET出现栅极尖峰电压。

实际上，当Q2的漏源极的电压升高时，电流就会经由栅漏电容CGD 流入总栅极电阻RG。因此，它会导致同步FET Q2的栅极出现尖峰电压。当该栅极电压超出规定的阈值时，它就会被迫导通。典型同步压降转换器拓扑中，同步FET Q2在这种工作模式下的主要波形。

若要准确地确定低边或同步MOSFET Q2的这种现象带来的功耗，需要对其漏源电压VDS_Q2 进行一段时间的钳位控制。在钳位控制时段，其功耗约为： 

在这个等式中，Vcl 代表VDS_Q2 的钳位电压值；fs代表开关频率；Irrm 代表峰值反向恢复电流；tcl 代表反向恢复电流由Irrm 降至零所需的时间。由上式可以看出，C dv/dt感应损耗是Vin、dv/dt和开关频率的函数，反过来，它也会受驱动速度、栅极电荷Qg、反向恢复电荷Qrr和布局的影响。因此，要想抑制这种不必要的导通，需要选择具备低荷比(QGD/QGS1)的适用同步MOSFET Q2。在QGD/QGS1中，QGD代表栅漏米勒电荷，QGS1代表栅极电压达到阈值之前的栅源电荷。

尽管降低CDS 或增大CGS可降低C dv/dt感应电压，但Q2的C dv/dt感应导通还取决于漏源电压 VDS-Q2 和阈值电压Vth。由于栅极阈值电压会随着温度的升高而降低，因此这个问题在温度升高情况下会进一步恶化。因此，低阈值FET对C dv/dt问题尤其敏感。

在实际应用中，要想评估同步MOSFET Q2，需要了解栅极电容的栅极电荷性能。因此，聪明的办法是调查C dv/dt感应导通，这需要查看累积的米勒电荷。为避免Q2错误导通，设计人员必须确保当漏源电压VDS-Q2 达到输入电压时，它必须比栅源电容的总电荷低。