1 引言
    如今，在光伏发电、UPS和能馈电子负载等很多应用场合，由于要并网运行，因此均需要将较低的直流电压升至380 V或700 V，再通过逆变器变换为工频交流电。高增益、高效率直流升压变换器在这些系统中有广泛应用，此处能馈电子负载要求输入电压1 V，输出电压48 V，满载输入电流200 A，满载输入电流纹波小于3％，很多高增益直流升压变换器难以满足要求，如移相全桥电路、电流型推挽电路、增加了倍压单元的Boost电路等均存在一定缺点。故这里给出了PISO有源箝位电流型半桥电路，两相交错并联进一步减小输入电流纹波，输出串联可实现输出电压倍压，输入电流闭环控制可实现输入恒流和两相电路均流。设计制作了一台1 V输入、48 V输出200 W的样机，实验结果满足能馈电子负载的要求，并验证了该变换器的优良性能。

2 基本原理
    图1示出PISO有源箝位电流型半桥变换器主电路，其中VS1～VS4为主开关管，VSa1～VSa4为箝位开关管，Cc1，Cc2为箝位电容，VS1～VS4占空比的相位分别为0°，180°，90°，270°。单组有源箝位电流型半桥电路的工作原理此处不再阐述，下面主要分析该电路总的输入输出波形。

    该变换器的电压增益为：
    
    式中：F=Llk／(T,R)Llk为变压器漏感，Ts为开关周期，R为负载电阻；n为变压器初次级匝比；D为主开关管占空比。

    结合该能馈电子负载系统的要求，选择桥式整流，主要原因是：①变换器所需变压器初次级匝比为1：15，由于次级匝数较多，在变压器窗口截面积中占了很大比例，如果采用全波整流，次级的匝数会加倍，这样将需要更大的磁芯来绕制，极大地增加了变压器的体积；②桥式整流二极管的电压应力为24 V，选择桥式整流，便可选择更小耐压的肖特基二极管，降低单只二极管的导通压降和成本；③该实验软开关的实现所需的变压器漏感很小，漏感大会引起大电压尖峰和损耗，不带中心抽头的变压器漏感可做得更小。

5 输入电流恒流控制
    能馈电子负载要求恒流输入，故需对变换器进行输入电流闭环控制。当有源箝位电流型半桥电路两个桥臂参数差异不大时，两个电感电流均流性能良好，因此对于PISO有源箝位电流型半桥电路，仅需对iL12和iL34进行电流闭环控制，使得iL12=i34=Iin／2，便可达到总输入电流Iin的恒流控制和各个电感电流均流。
    该电路输入电流波形与Boost电路相似，故可等效成Boost电路进行建模，如图4所示。

    代入实验电路各参数，采用PI补偿网络，根据所需的闭环增益和相位裕量，可求出实验电路所需的PI参数。

    Matlab仿真结果如图5所示。图中a～d分别为电感电流iL1～iL4的纹波波形，e为iL的纹波波形，可见iL的频率为电感电流的4倍，纹波峰峰值小于电感电流的1／4，各路电感电流平均值相等，实现了输入均流，验证了上述理论分析。

7 实验结果
    基于上述研究进行实验。制作了一台200 W实验样机，输入电压为1 V，输出电压为48 V，输入电流为200 A，开关频率50 kHz，DSP控制器采用dsPIC33FJ16GS504。实验参数如下：主开关管和箝位开关管为IPP015N04N，二极管为肖特基二极管DSSK80-0045B，箝位电容为MKP10-15μF。实验测得变换器最高效率为82．7％，满载效率为61．8％。满载实验波形如图6所示。可见，主开关管和箝位开关管在满载时均实现了零电压开通。由图6c可见，iL的频率为开关频率的4倍，与仿真和理论分析相吻合。图6d中，输入电流和输出电压波形表明变换器稳态运行良好，两者纹波峰峰值均满足能馈电子负载要求。

8 结论
    理论分析和实验结果表明，输入并联输出串联有源箝位电流型半桥电路减小了变压器和电感的体积，减小了输入电流纹波，实现了输入电流恒流控制和电感电流均流，并实现了高增益和较高的效率，很好的满足了能馈电子负载对于低压大电流输入高增益变换器的要求。