现有的关于多电平变流器的研究工作主要是针对电压型变流器（VoltageSourceInverter，简称VSI），电流型变流器（CurrentSourceInverter，以下简称CSI）应用范围相对于VSI来说要少得多。在多电平逆变器中，PWM控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的；因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压或电流输出波形质量，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。

　　一般来说，适用于多电平VSI的控制策略也同样适用于多电平CSI；但是，PWM技术的应用是依赖于多电平变流器的拓扑结构的。对于三相电流型多电平变流器而言，并非所有的拓扑都可以成功地应用PWM技术。基于工作原理的特殊性，PWM技术能够成功应用到多电平CSI必须要考虑满足两个因素：

　　（1）要维持直流侧电流的持续导通；

　　（2）要考虑三相电流的相互耦合的影响。

　　对于单相CSI，毋庸置疑可以采用PWM技术。对于三相组合多电平CSI和带中性线星型负载的三相多电平CSI，由于每个逆变器之间的控制是相对独立的，也能够方便地采用PWM技术。

　　本文分析了一种电流型五电平逆变器拓扑。该类拓扑结构非常简单，所用开关器件和均流电感的数目非常少。文中还介绍了几种适用于电流型变流器的调制方式，并用PD、POD、APOD、混合载波调制以及载波带频率变化的PWM方法对文中的拓扑进行了仿真分析，给出了输出波形，并对这几种调制方式进行了比较。

　　1多电平CSl的PWM控制策略

　　人们在两电平SPWM技术的基础上，提出了许多PWM方法。常见的控制方法有以下几类：基于载波的PWM技术、空问矢量PWM调制、其他控制方式等。下述一些适用于电压型变流器的调试方式也同样适用于电流型变流器。

　　1．1阶梯波调制方法

　　典型的阶梯波凋制参考电压和输山电压波形如图1所示，很显然，输出电压电平台阶的产生，实际上是对作为模拟信号的参考电压的一个量化逼近过程，这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以用低开关频率的大功率器件，控制上硬件实现方便。该方法的缺点是，由于开关频率较低，输出电压谐波含量较大，因而常用于电力系统无功补偿等场合。

　　1．2开关点预制PWM方法

　　该方法类似于两电平开关点预制PWM方法，如图2所示。不同的是，在多电平逆变器的控制中，预制的“凹槽”位于阶梯波上，而不是位于方波上，如图2所示。用于消除特定次谐波的“凹槽”位置信息，先离线计算后存于存储器中；运行时，实时读出后进行输出控制。因此，这种方法受到计算时间和存储容量的限制。

　　1.3多电平消谐波PWM方法

　　N电平变流器中，N一1个具有相同的频率和相同的幅值的三角载波并排放置，形成载波组，以载波组的水平中线作为参考零线。根据二角载波的相位，PWM控制有如下3种形式。

　　（1）PhaseDisposition（PD）各个三角载波相位一致，如图3（a）所示，相应的输出波形见图3（b）；

　　（2）PhaseOppositionDisposition（POD）参考零线以上，二角载波相位一致；参考零线以下，三角载波相位与前者相反，如图3（c）所示；

　　（3）AlternativePhaseOppositionDisposition（APOD）。各个三角载波从上至下依次相反，如图3（d）所示。

　　每个正弦调制波有相同的频率ωm和幅值Am。每个载波系列均有相同的频率ω。和相同的峰峰值Ac。设m是多电平CSI的电平数，则幅值调制比mn和频率调制比mf分别定义如下：

　　1．4载波带频率变化的PWM方法

　　在传统的消谐波PWM方法中，上部和下部开关的开关频率要大于中间载波带的开关频率，为了平衡上部、下部和中间开关的开关频率，Tolbert提出了载波带频率变化的PWM方法，其原理如图4所示。该方法是在SHPWM的基础上，适当增加中间各开关所对应的载波带的载波频率，以平衡上部、下部和中间开关的开关频率。

　　1．5相移载波PWM方法

　　相移载波PWM方法一般用在级联型或组合型电流型多电甲逆变器。该方法的原理如图5所示。对于一个m电平的变换器，每相采用m一1个具有相同频率fc和相同峰一峰值Ac的三角载波与一个频率为fm，幅值为Am的正弦波相比较；m一1个三角载波对称分布于零参考的正负两侧，而且三角波之间依次相移360°／（m一1）。在正弦波与三角波相交的时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件，反之，如果调制波的幅值小于某个三角波的幅值，则关断该器件。由于相邻三角载波之间有一个相移，这一相移使得所产生的SPWM脉冲在相位上错开，从而使晟终迭加输出的SPWM波等效开关频率提高到原来的m—l倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。

　　2电流型5电平逆变器拓扑

　　图6所示为三相分相控制式五电平CSI。该拓扑由三个单相五电平CSI单元组成，三相逆变器的每一相对应一个单相CSI单元，三个CSI单元之间通过星型负载的中性线进行解耦，即每个逆变器单元之间的控制是相对独立的，三个单相CSI单元之间的控制信号依次相差120°。图6中，每个开关管由MOS管和一个快恢复二极管串联而成。La，Lb，Lc与Ca，Cb，Cc组成低通滤波器以滤出输出电流谐波。ZA，AB，AC表示三相交流负载。IA，IB，IC表示3个独立电流源。

　　每个单相五电平CSI单元的工作原理参见文献，电感L1（起均流、分流作用）和开关S5～S8组成直流母线电流改变电路，开关S1“S4以及负载组成逆变电路。其对应的闭合开关状态和输出电流的对应关系见表l，其中Sn、Sn+1为互补开关对，n=1，3，5，7。

　　3PD、POD、APOD和载波频率变化调制PWM仿真分析

　　利用PD、POD、APOD和载波频率变化调制PWM对系统进行仿真。仿真参数如下：载波比mf为32，调制比ma为0．8；均流电感100mH，负载5Ω，滤波电感5mH，电容50μF，直流电流源10A。POD调制方式仿真得到波形图如图8所示。

　　POD、APOD调制方式仿真结果和上述相似，由于篇幅所限，波形不再列出。利用PD、POD、APOD三种调制方式测出输出波形的谐波总畸变率如下。

　　可以看出，三种多载波调制方式的输出波形THD相差不大，但是PD型PWM调制在载波谐波处，谐波幅值较大，而边带谐波幅值明显小于后两种。对于奇数电平变流器，POD型、APOD型PWM输出不含载波谐波。单就低次主导谐波的分布和含量而言，不论电平数为奇数或偶数，APOD型都是  的。从渊制原理上，APOD型与载波CPS—SPWM技术的调制效果完全一致。在对低次谐波特性要求比较高的场合，比如单位功率岗数校正装置（UnityPowerFactorConetion）等，APOD型更为适用。

　　从输出的五电平电流波形可以看出，1／2电平数远少于/电平数。因为位于  上和  下的两个三角波和正弦波交点多，开关导通次数多于位于中间两个载波带的开关，为了平衡上下部和中间开关的频率，采用如图4所示载波频率改变的调制方式对系统进行仿真。中间两列三角波载波比为100，上下两列三角波载波比为32，其他仿真参数同上。图9所示为是未采用载波带频率变化调制的波形，图10所示是采用载波带频率变化调制的输出波形，可以看出，图lO中的1／2电平数明显多于图9，1／2电平和/电平数近似相等，这样保持了上下部和中间开关导通负荷的一致。

　　4结语

　　本文分析了一种三相五电平电流型变流器拓扑原理，介绍了一些适用于电流型变流器的调制方法。并用PD、POD、POD进行了仿真分析，给出了各自的谐波总畸变率THD，并比较了各自的特点，分析表明这三种调制方式对于输出相电流的影响不大。为了甲衡开关导通负荷，采用了载波带频率变化的PWM调制方式，平衡了上下部和中间开关的频率。